卫星动力客车传导排放预测

摘要

这项工作报告了一种预测宽频率范围(高达100 MHz)的传导排放(CE)的建模方法，这些排放是由dc/dc转换器产生的，并沿卫星的电源总线传播。特别地，作为CE源的dc/dc变换器由行为模型表示，其参数可以通过在受控测试设置中执行的两个单元级实验程序来识别。建立了一个简化的多导体在线传输线(MTL)模型，以解释CE在用作电力电缆的双绞线对屏蔽束中的传播。整个电力系统由dc/dc变换器、电缆、PCDU (power Conditioning and Distribution Unit)等电路型号的互联来表示。通过对所得网络的求解，可以预测CE的频谱。实验结果证实了所提出的单位级直流/直流变换器模型和电缆的MTL模型的准确性。最后，考虑了一个由连接到PCDU的三个dc/dc转换器组成的系统级测试设置，并将预测的CE与实验测量值进行了比较。

1.介绍

在核实航天部门电磁兼容性(EMC)的多项规定中，有关传导辐射(CE)的规定旨在严格限制直流电源母线中的射频电流在高达100兆赫的宽频率范围内流动[1]．为了解释这些扰动是如何以及在哪里产生的，请参见图1给出了卫星电力系统典型拓扑结构的原理图。太阳能阵列产生的电能供给电源调节和分配单元(Power Conditioning and Distribution Unit, PCDU)，即由多个不同模块(太阳能阵列电源点调节器、保护装置、电池调节器、设备/推进电源分配等)组成的用于电力管理的装置。从PCDU，几个动力总线到达不同的功能单元(例如，一个有效载荷)。这些电缆是由包在编织的金属屏蔽内的双绞线对组成的。母线电压是固定的(通常选择在28和50 V之间)。最后，每个功能单元内部的dc/dc转换器用于获得所需的电压水平(例如，5 V)，以提供特定的电路模块。

dc/dc变换器(通常在开关频率高于100 kHz的情况下工作)内的电力-电子阀的开关活动意味着电流频谱中产生谐波干扰。因此，如图所示1时，干扰电流沿电源线传输回PCDU。由于涉及信号互连的串音或其他种类的干扰现象，这些辐射可能对敏感电子设备的正确操作构成威胁[2]．此外，长电缆可以将流动的CE在卫星封闭的、高共振的内部变成辐射电磁场[2]．

通常预期进行特定的测试活动，以评估符合空间条件的仪器和设备的CE [1，3.，4]．传统的方法通常是基于两个步骤:(1)良好的工程实践导致单元级需求的定义(例如,规范的测试方法和定量CE限制每个单元集成在系统)和(2)广泛的测试活动进行单元测试和系统级(5，6]．

尽管这样一个实验性的方法被证明是可靠和导致优秀的设计成就,如今通过数值模拟预测CE是越来越感兴趣的一个问题,因为它可能会导致减少昂贵的测试活动,取而代之的是在虚拟样机仿真软件环境。从更广泛的角度来看，仿真工具既可以用于卫星任务定义阶段的初步EMC性能评估，也可以用于对制造过程中检测到的可能不合格的影响进行定量评估。这方面的第一次重大尝试是在[7，其中航天器中使用的dc/dc变换器的行为模型是通过单位级测量得到的。本文提出了一种新的航天器动力系统CE预测建模方法，该方法比[7，因为它涉及直流/直流变换器无源模型的导纳矩阵表示(而不是在[7)，它解释了CE沿动力总线的传播。这一目标,两个建模问题得到解决:(a)直流/直流转换器的代表性的CE和(b)传播的高频电流屏蔽傻的包,这是电在感兴趣的频率(也就是说,它们的物理长度比电磁波长相当或更高)。

关于CE源的表示，在文献中可以找到电力电子变换器噪声源识别的不同解决方案[8- - - - - -13]．特别是，先进的方法预见了在单位级设置中时域电流的测量，通过离散傅里叶变换(DFT)将其转换到频域，并对结果进行处理以识别频域电路模型[10- - - - - -13]．本文利用这种方法来开发dc/dc-变换器CE的行为模型，见章节2．模型参数可以通过简单的单元级实验程序一次性识别，即只涉及在受控测试设置下运行的分析dc/dc变换器。其基本思想是，使用这种方法可以很容易地创建dc/dc变换器模型库，因为存在有限数量的空间限定供应商和相对较少的不同变换器类型。

对于非屏蔽TWP束的建模，在[14基于捻距(即TWPs中捻距的空间周期)上平均的等效单位长度(p.u.l)参数的定义，建立了简化的多导体在线传输模型。本节对这种方法进行了推广3．1对于卫星电力系统中使用的屏蔽电缆，通过引入额外的简化假设，并通过与电缆特性测量进行比较来验证所获得的结果。

节3．2整个电力系统由连接dc/dc转换器、电缆和PCDU模型得到的网络来表示。该电路的解以闭合形式表示，并允许在系统级预测CE的频谱。作为验证示例，Section4报告一个系统级测试设置(由一个PCDU和三个dc/dc转换器和电缆组成)，对其预测和测量进行了比较，发现非常一致(预测误差小于6db)。最后，在本节中得出结论5．

2.dc/dc变换器的单元级模型

本节旨在开发作为CE源的dc/dc变换器的电路模型。模型参数必须通过在单元级进行的适当测量来推断，即在受控测试设置中，只涉及分析下的dc/dc变换器的运行，而不考虑卫星电源总线的任何其他组件。此外，测量必须在被视为黑盒子的设备的外部端口执行，这样就不需要关于其内部结构的信息(例如，特定的电路拓扑和电力电子设备)，而这些信息可能是不可用的(例如，在现成的组件的情况下)。作为一个实际的结果,这样的测试程序可以应用一劳永逸的dc / dc转换器的广泛使用,导致一个可重用的库的集合dc / dc变换器的模型,将系统级电路的基本部分的表示整个电源总线在本文的其余部分描述。

2．1．建模方法

从电路理论的角度来看，直流/直流变换器应该被看作是一个时变的非线性器件。然而，在CE感兴趣的频率(即远高于基频的频率)上，一个有效的行为模型可以在频域用一个线性多端口表示[8- - - - - -10]．特别地，有源用于表示阀开关产生的高频谐波，而阻抗网络表示模型的无源部分，该部分由(a)线性寄生组件(例如，(b)可能存在集成EMI滤波器(在航天应用中经常出现的dc/dc变换器)。

根据这种方法，dc/dc变换器作为一个源在这里通过诺顿等效三端网络表示，如图所示2．端子是正负直流输入引脚和接地基准，代表设备的金属外壳(必须考虑到，因为它是射频电流的有效导体)。CE是由等效电流源产生的和，而无源部分则用短路导纳矩阵表示的线性双端口网络建模．

2．2．模型参数辨识

为了通过实验测量来识别模型参数，图中提出了两种测试设置3.．特别地，导纳矩阵是直接测量的dc/dc变换器的输入端口关闭(即，不是由直流输入电源提供)，如图所示3(一个)．矢量网络分析仪(VNA)用于确保在感兴趣的高频(高达100 MHz)的准确表征，这是无法通过使用包括普通仪器在内的更简单的测量方法实现的，无法考虑互连的影响。事实上，VNA端口通过同轴电缆连接到转换器终端，其特性通过VNA校准程序自动从测量中分离出来。为此，设计了一种合适的接口结构(在感兴趣的频率处电短)。散射参数(参数)矩阵结构的导纳矩阵由VNA测量，由此得到导纳矩阵为 在哪里Ω是标准参数参考电阻和是单位矩阵。这种测量方法被发现是相当准确的，并且对一些dc/dc变换器所获得的结果的解释表明，输入导纳由集成电磁干扰(EMI)输入滤波器(由电感和电容组成)的频率响应决定。在这方面，人们应该注意到，在所提出的方法中没有直流偏置电流可能会导致不准确，因为电感的磁芯在其非线性区域工作时可能会呈现与电流相关的磁导率。因此,测量参数可能不能准确地反映实际情况年代-参数在dc/cd变换器的工作条件。然而，由于EMI滤波器的滤波器电感被适当地设计以避免饱和和非线性影响，磁导率的变化应该达到几个百分比，在实际中可以忽略。

第二个测试设置如图所示3 (b)随后被用来描述当前的来源和．dc/dc变换器由线性电源供电(即不产生CE);因此，它是打开的，它的直流输出连接到一个合适的负载(没有显示在图中)，以设置感兴趣的功率水平(通常，标称功率)。实际上，CE的水平严格地依赖于dc/dc变换器的工作点，即具体的直流功率。在直流电源和dc/dc变换器之间的接口处插入线阻抗稳定网络(LISN)。LISN的目的是在CE分析(100 kHz-100 MHz)感兴趣的频率上设置一个由dc/dc变换器看到的受控和已知阻抗网络。特别是,让为LISN强制的导纳矩阵，如图所示3 (b)．下一节将描述合适的LISN配置。这里值得一提的是，一旦LISN被设计和物理构造，它的导纳矩阵就可以用VNA精确地描述，使用图中所示的相同程序3(一个)用于dc/dc变换器。

最后，利用配备宽带霍尔效应电流探头的示波器采集电流，从变换器端子流出，根据Space标准定量代表CE [1]．这些电流被获取并存储在时域，然后通过DFT转换到频域。因此，得到了的复光谱，不仅包括电流大小的信息，还包括相对相移的信息。通过求解图中的电路模型3 (b)，图中的当前源3 (b)可以被视为 在哪里和为电流的列向量(表示调换)。

2．3.单元级模型的实验验证

为了举例说明所提出的建模方法在实际案例中的应用，并证明其有效性，本文讨论了一些实验结果。数字4报告两个可能的LISN结构。具体来说，LISN A类似于MIL-STD-462原版本中定义的电容网络(方法CE01和CE03，仍在航天部门使用)[15]．原则上，电容器的使用可以增强CE(因为电容器在高频下具有低阻抗)，因此使用图中的方法可以准确识别电流源3 (b)．相反，LISN B与ECSS标准中所指明的相似[1，更具有代表性的是典型卫星结构中dc/dc变换器输入端口所看到的典型低频阻抗(由于TWP和PCDU无源特性)。

为了证明所提方法的有效性和有效性，使用前一节中解释的步骤描述了带有隔离变压器、谐振开关和输入EMI滤波器的全桥dc/dc变换器原型，并涉及LISN a。随后，给出图中的电路模型3 (b)用于预测CE电流，在测试设置中插入LISN B时(通过将(2)，并将结果与测量值进行比较。

导纳矩阵中四个元素的大小如图所示5与频率(VNA Agilent E5071C用于测量)。我们可以注意到，等价网络是互易的，因为，根据直流/直流变换器模型的无源部分主要由线性无源元件组成的集成EMI输入滤波器的频率响应决定的事实。从图5我们也可以推断出网络在感兴趣的频率上不是完全对称的，因为．因此，正负直流端子对金属接地的短路导纳并不完全相等，这很可能是由于元件值的公差以及不同的寄生元件(例如寄生电容)。

数字6图中显示了测试设置的图片3 (b)，涉及使用图中的LISN A4Tektronix DPO4104示波器，配备霍尔效应电流探头TCP0030。电流源的大小，造成(2)绘制在图中7．值得一提的是，原始谱中包含的频率点比图中所示的要多得多7(DFT的频率分辨率为500 Hz)。数据点的减少是有意地通过一种特别的在谐波频率下选择发射峰的计算机代码。实际上，由于CE在时域上是理想的周期性信号，它们的频谱由离散的谐波成分组成，也就是说，其频率是dc/dc转换器的基本开关频率的倍数(对于被测设备约为100 kHz)。因此，只有发射峰值得保留。在图的频谱表示中7，识别出的发射峰用点标记，而用直线将点连接在一起。人们可以观察到，dc/dc转换器产生显著的CE高达30 MHz。在此频率以上，仅受所使用仪器的灵敏度影响的宽带噪声。

图中的数据5和7，以及导纳的相位角，，,，和当前的来源，(为简便起见，此处不绘制)存储在计算机文件中，并形成一组完整的经识别的与频率相关的参数，用于图中的dc/dc变换器模型2．

为了证明模型的有效性，我们在Figure的测试设置中重复测量CE3 (b)涉及LISN B(而不是用于识别模型参数的LISN A)。得到的电流谱和如图所示8并与求解电路模型即计算得到的预测结果进行了比较

实验验证表明预测和测量的一致性很好，甚至考虑到影响模型精度的非理想现象，包括与仪器和测试设置相关的测量不确定度。平均误差大多低于6db，足以满足从事EMC分析的设计人员的实际目标(如估计干扰电平和定义子系统的EMC要求)。

3.电力母线的系统级模型

将PCDU和dc/dc变换器连接起来的屏蔽TWPs束是卫星电力系统的基本组成部分。虽然从功能的角度来看，它们的影响仅局限于电阻损耗和电感行为(例如直流)，但它们的复频率响应在EMC中具有重要意义，因为它影响CE的产生和传播。具体来说，在CE感兴趣的频率下，电缆的物理长度可与电磁波长相媲美或大于电磁波长。因此，电缆必须通过MTL理论建模为分布参数电路[16]．本节给出了用于卫星电源总线的典型TWP电缆的MTL模型，并通过实验测量评估其有效性范围。最后，结合直流/直流变换器模型和电缆模型，得到了系统级的电力母线模型。

3．1.屏蔽TWP电缆的建模

图中所示是一种典型的由TWPs组成的电缆，TWPs包裹在编织屏蔽和保护护套中9(一个)．截面示意图如图所示9 (b)三个twp(仅作为例证而不丧失一般性)。需要注意的是，关于这种电缆结构(通常是根据定制要求手工制作的)的几何和电气特性的知识总是受到很大的不确定性的影响。事实上，电力电缆的几何形状并不像通信电缆那样精确控制，通信电缆的设计目的是在高频(例如，所需的特性阻抗)获得良好的传播特性。特别的是，由于屏蔽是编织的，它的形状不是完美的圆形，它会随电缆长度的变化而变化。此外，twp被捆绑在一起，不使用介质填料或任何其他手段来稳定其在截面上的位置;因此twp可以沿着束长的随机路径。由于这个原因，并且由于每个TWP中线的螺旋扭曲，MTL是不均匀的[16]．最后，介质介质是非均匀的，这是由于同时存在的空气空间和电线的介质涂层[16]．因此，在无线电频率下对这种电缆结构进行建模是一项具有挑战性的工作，需要在复杂性、代表性和准确性之间进行权衡。

提出的模型是基于一些简化的假设，目的是只保留CE传播中的主要现象，涉及的几何/电参数的最小数量。首先，简化后的均匀截面如图所示9 (c)，其中有效的介电介质(具有介电常数比空气更大)用来填充一个坚固的圆形屏蔽(尺寸是为了包围所有对称排列的twp)内的空间。几何参数为(a)导线半径， (b)线分离在每一对中，(c)分离在bundle中的twp之间。所有介质都是无损的(这一假设简化了建模工作，同时导致了对CE的预防性过高估计)。最后，为了通过MTL方程对非均匀线进行建模，[14基于平均p.u.l.参数的定义，得到了一个等效的均匀MTL。也就是说,说是twp的数量，p.u.l。电感矩阵被划分到子矩阵为

每个子矩阵，,是一个两个相等的对角对称矩阵，,非对角的，这一项表示属于该电路的导线的平均P.U.L.自感和互感分别th一对。另外,每个子矩阵，,是一个包含四个相等元素的矩阵，表示属于该类型的线之间的平均p.u.l互感th和傻的。这些符号上方的线强调了这些数量代表扭曲时期的平均值;也就是说, 在哪里，,可变p.u.l电感取决于倾斜角度吗的它描述旋转(在图中简单地用蓝色箭头表示)9)。积分(5)可以方便地通过数值方法计算[14]．

最后，电缆被模拟成图中的多端口网络10，其中电压矢量和电流矢量在终端(其中为电缆长度)，由表项，与起始终端的表项相关和，分别通过链参数矩阵有大小在表单中 在哪里为虚单位，为传播常数(f是频率,为传播速度，有效介电常数，和为真空的磁导率)，表示单位矩阵,为特征阻抗矩阵。

所提出的模型是通过在一项广泛的实验活动中进行的测量来验证的，该实验活动旨在描述卫星电源母线中使用的屏蔽电缆(实验设置的图片见图)11)．在这一活动中，使用四端口VNA来获取几个电缆样品的散射参数。为此，设计了合适的适配器，将VNA的SMA同轴连接器与卫星电源总线中使用的D-sub连接器连接起来(见图)11)．被测电缆由TWPs，轴向长度1.5米，每米最少19圈。电缆放置在金属接地面上方的固定高度(5cm)(通过d接头和适配器的金属外壳与电缆屏蔽接触)。由于线束呈螺旋状扭曲，线束的实际长度需考虑(7)大于轴长;也就是说,= 1.8 m。导线半径为= 0.375 mm，与分离．将TWPs的分离设置为最小值(几何一致性)。为了优化模型与测量值的一致性而任意选择的唯一参数是未知的有效电常数，其值为是令人满意的(它代表介电常数的介电常数为3.5实际的金属丝涂层)。

的年代将VNA测量获得的-参数矩阵转换为链参数矩阵，将其条目与结果进行比较(7)所提出的建模方法。注意，大量的复值频率相关矩阵项(即16N²)阻止在这里报告一组完整的结果。然而，为了举例说明，图12显示两幅图，其中预测和测量了(7),即(即子矩阵的第一行和第一行),(即子矩阵的第一行和第一行)．特别是,在整个频率范围内表现出极好的一致性(除了在大约35 MHz的尖锐凹槽)。由于频率响应的缺口和共振代表了非常窄的频率范围，具有很高的灵敏度，可能的模型误差是不可避免的。相反,显示模型预测的低频坡度(即+20 dB/decade)与测量值的较低坡度存在差异。可以看出，这种差异是由于忽略了编织屏蔽中的电阻损耗而引起的。然而，对于大于100 kHz的频率，误差小于6 dB，这与所建议的分析的实际目标是一致的。一般而言，(7)，差异平均不超过6分贝。

3．2．电源总线网络解决方案

一旦直流/直流转换器和电缆的单元级模型可用，电力总线网络的解决方案是一个简单的问题。数字13显示得到的系统级电路模型，由dc/dc变换器、屏蔽TWP束和PCDU互连而得到。在不失一般性的情况下，这个例子指的是由一根共同电缆馈电的三个dc/dc变换器，代表一个分支(见图)1)的电力系统(多个和独立的屏蔽电缆的存在是一个直接的扩展)。

PCDU被建模为一个无源网络，其特征是导纳矩阵，可以通过VNA测量进行实验表征，如本节所述2对矩阵dc/dc变换器。本文分析的目标是CE的计算，即电流和在电缆终端流动(见图)10)．为此，我们定义等效导纳矩阵和电流源向量直流/直流转换器 在哪里是零矩阵。通过求解图中的电路模型13时，可得以下方程组:

矩阵表达式(9表示的线性系统代数方程，可解为终端电压矢量．一旦这些方程解出来，向量从(10),这个和由终端关系(11)和(12),分别。

4.实验验证

本节报告旨在评估已开发的建模工具在系统级CE预测中的性能的实验测量。一个特别的表示图中“功能单元”的装置1被设计和建造。它由三个不同拓扑结构的现成dc/dc转换器组成，安装在散热器上，并配有同轴(SMA)和D-sub连接器的合适金属条，以方便dc/dc转换器与VNA和电源线的互连。Dc/ Dc变换器由28v输入供电，输出电压分别为12v、28v和48v。每个dc/dc变换器的最大输出功率为250w，由电子负载设置和控制。所涉及的dc/dc变换器的模型参数是根据本节所述的程序确定的2．特别是图中的LISN A4在Figure3 (b)．图中显示了单元级测试设置(用于测量输入导纳)的图片(14日)．

随后，dc/dc转换器被放入系统级测试设置中，如图所示14 (b)在那里，它们可以同时运行，由嵌入在小卫星电力系统(EPS)中的PCDU供电。使用三根屏蔽TWP电缆将EPS与每个dc/dc变换器互连。这些电缆末端(dc/dc变换器侧)的射频电流由装有霍尔效应电流探头的示波器测量，并通过DFT转换到频域。得到的结果示例如图所示15，其中比较了直流/直流变换器1号正直流端噪声电流的测量和预测。在这里，建模方法增加了两个有用的特性:(a)设置感兴趣的任意最低频率的可能性(图中为300 kHz)15)，在模型识别阶段;(b)宽带噪声识别算法。后者负责在图中超过10mhz的预测15它是平坦的(除了下面讨论的一些孤立的峰)。原因是这个算法去掉了和处于测量系统的灵敏度之下(即噪音水平)。模型验证的测量链检测到的CE实际噪声水平在15 MHz以上，与预测一致。只有在很小的频率范围内(10-15 MHz)，人们才能观察到一些由噪声底引起的未被预测的测量峰值。然而，这些是非常低的CE值，与EMC目的无关。最后,关于孤立的山峰出现在预测和/或测量10 MHz以上,验证,他们没有实际的一部分频谱的直流/直流转换器CE由于切换活动但来自外部的影响(时钟电路,外部射频电磁场,等等)。

除了讨论的伪效应外，预测和测量似乎是很一致的，因为误差平均不超过6 dB。

5.结论

电磁兼容是航天工程中一个重要的技术领域，其主要目的是防范可能导致任务失败的电磁发射或易感性风险。一般来说，EMC是通过良好的工程实践、指导方针、简化的分析和建模，以及在单元级和整个卫星开发阶段的大量测试的平衡组合来实现的[1]．测试执行和问题修复(在任何必要的时候)都意味着巨大的成本，因此EMC验证在卫星鉴定活动的框架中构成了昂贵和耗时的元素。

在卫星电磁干扰的主要来源中，直流/直流变换器的运行是一个关键方面。对dc/dc转换器产生的CE的要求通常在单元级进行验证，例如，通过对每个单元和子系统的专用测试设置[1]．然而，众所周知，由多个单元组成的关键任务系统的EMC不能仅仅依赖单元级评估的简单组合。在系统级，必须考虑不同设备之间的相互作用。具体来说，对于CE来说，需要考虑直流/直流变换器的同时运行以及整个卫星电力系统对干扰传播的影响，包括PCDU和互连电缆。如果不遵循这种方法，就会有明显的低估电力母线中CE流动的风险，可能对信号互连造成有害影响，可能通过串扰或辐射敏感性耦合干扰。

基于这一目标，提出了一种卫星电力系统中CE评估的预测工具，该工具基于(a) 100 kHz-100 MHz频率范围内以CE源为代表的dc/dc变换器行为建模;(b)屏蔽TWP束的MTL建模;(c)解决连接到PCDU的电缆和dc/dc变换器网络的电路模型，用于计算在电源母线中传播的电流。特别地，dc/dc变换器的行为模型在频域上是线性多端口，其特征是两个电流源和导纳矩阵。模型参数由两个单元级的实验程序确定，直流/直流变换器在一个受控的测试设置中单独测试。用MTL理论的链参数表示对屏蔽TWP束进行了建模。为了达到这一目的，通过(a)使用在TWPs的空间扭曲周期内平均的p.u.l.参数和(b)有效介电常数的定义来简化具有非均匀介质的实际非均匀MTL。该模型被证明是准确的再现实际电缆参数测量的VNA。

最后，对一个由PCDU、三根屏蔽电缆和三根dc/dc转换器组成的系统级测试装置进行建模和测试，以验证所提建模方法的有效性。即使考虑到与仪器相关的测量不确定度和与测试设置(例如，几何布置，连接器等)相关的不确定度，预测和测量的一致性也很好，这些不确定度对无线电频率的电压/电流有很强的影响。

对于频谱中最显著的发射峰值，即可与EMC规范所要求的极限水平相媲美的峰值[1时，预测误差小于6 dB。这一结果符合上述开发可靠的系统级分析工具的技术目标，为减少航天工业的设计迭代和昂贵的测试活动铺平道路，具有明显的成本效益，同时保障并可能增加可靠性和内置设计兼容性。特别值得一提的是，拟议的模拟工具可提供宝贵和关键的支持，以协助(a)从系统级技术表现界定单元级的CE需求;(b)早期设计阶段的风险降低和EMC可靠性评估;(c)执行系统级权衡分析。

利益冲突

作者声明本文的发表不存在利益冲突。

致谢

根据合同21051/07/NL/GLC，这项工作得到了欧洲航天局(ESTEC, Noordwijk，荷兰)的支持。学术作者希望感谢航天公司CGS s.p.a compagnia Generale per lo spazio -意大利米兰OHB公司支持实验活动。

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