基于结构的垂直碳化硅功率mosfet故障热模型描述

摘要

SiC MOSFET单故障事件耐受时间的准确预测，极大地影响了功率变换器(如电压源逆变器或电力电子变压器)中对这些设备的设备保护电路的要求。为此，提出了基于4H-SiC芯片结构设计和物理尺寸以及材料性能的热模型。本文概述了垂直碳化硅MOSFET在各种驱动和边界条件下的短路事件的热行为。热模型将设备的破坏性测试替换为发生故障事件的一组单独的边界条件。在一组不同边界条件下，对最先进的垂直碳化硅mosfet进行了短路实验，验证了解析参数化热模型的有效性。所研究的热模型还可进一步用于标准化文献中不同的栅氧化层降解值，用于重复发生故障或过载条件下个别应用的栅氧化层寿命预测方法。这些制造商在没有标准化测试程序的情况下测量的特定报告值可以转化为反复达到的最大结温。因此，热模型为单个芯片和应用的栅氧化层寿命计算提供了统一的参数。

1.介绍

垂直碳化硅功率mosfet由于其优越的材料特性，如更高的击穿场强、更高的工作温度、快速的开关速度和更高的热导率，在电压源逆变器或电子变压器中得到越来越多的关注。用于电动汽车、火车和更多电动飞机的高频能量转换。这些器件以分立芯片的形式封装在一个标准的工业外壳中，或在一个功率模块中并行地封装许多器件，与配备基于硅的传统igbt的转换器相比，能够增加转换器的功率密度[1］.在过去的5年里，垂直碳化硅mosfet的制造商数量急剧增加。这导致了此类设备价格的下降。由于这个原因，碳化硅mosfet在电力传动系统或能源转换应用等工业应用中的使用正在稳步增加。

与此同时，这些设备在恶劣工作条件下的可靠性仍然是一个问题[2- - - - - -8］.其最重要的问题之一是短路(SC)对单一或重复故障事件和过流条件的鲁棒性。两者都不能在电气系统中完全消除。

因此，对商用SiC MOSFET进行短路测量[9，以确定临界短路能量这些设备。对于igbt来说，这是一个关于短路能力的参数，由此可以计算出不同操作点的短路耐受时间。这不是今天的SiC mosfet的情况。

为此，我们开发了一种基于结构的热传输线一维热模型，该模型描述了在短路脉冲期间SiC MOSFET内部的热行为。这为用户提供了一个简化的热模型，以确定特定应用的碳化硅mosfet的短路耐受时间，可以提供用户可获得的参数。这些是电流和电压，在短路事件期间在设备的终端测量。

2.SiC mosfet的短路行为

为了测试最先进的SiC MOSFET的性能，我们使用了一个带有降低负载电感的buck变换器配置，参见图1(一)．为了测试器件在硬开关故障(HSF)下，可以对二极管D1进行短路，以实现最小的短路电感= 60 新罕布什尔州。

一般来说，对于半导体功率器件(A-C)的漏源连接有三种确定的失效机制。它们出现在典型SC波形的不同点(见图)1 (b))：（A）高损耗导致的热故障；（B）关闭期间的过电压；以及（C）高泄漏电流导致的热失控（见图1 (b)).关于故障B，如果关闭时的过电压超过击穿电压，设备最终会发生雪崩；这将导致高损耗功率和高电场[10］.在本文中，所有短路测试都以某种方式进行，使设备保持在其安全操作区域内。因此，没有观察到这种故障模式。

关于由栅极氧化物封闭的栅极源极和栅极漏极连接，还存在由于短路期间的高温和高电场应力而导致的栅极氧化物退化和最终击穿的影响；这将在第节中讨论6．数字15说明了闸门的故障。

在图1 (b)，描述了HSF过程中的功率损耗和能量。即使SC电流可以在= 4.7μ由于热失控，芯片很快就失效了= 6.2μIt’这会导致通货膨胀率急剧上升只有有限的直到芯片爆炸。

通过失效机制A或C，在芯片内耗散直至失效的能量水平标志着临界能量的值．为避免过电压引起的故障(参考故障机制C)，设置为较高值，然后通常用于硬切换操作。这个设置是为了提供结果建立了确定SiC mosfet耐短路能力的规则。

3.实验结果

第一个比较如图所示2，其中，根据数据表，将具有平面栅极结构的SiC MOSFET的SC行为与具有相同额定电流和电压等级的IGBT的SC行为进行比较。可以看到，MOSFET在6μ而IGBT可以在相同的直流链路电压下承受SC脉冲近20μS，这是非常长的一段时间，比10长得多μ这两个器件之间的第二个主要区别是去饱和极限，与IGBT相比，SiC MOSFET的去饱和极限要高得多。因此，SiC MOSFET在HSF期间的最大电流峰值达到器件额定电流的14倍左右，而IGBT在大约．较高的去饱和电流和较小的芯片体积导致的短路耐受时间远远小于igbt的常见情况。这适用于任何SiC功率MOSFET。

IGBT的SC耐受时间高于MOSFET有两个原因:第一，IGBT将其SC电流限制在额定电流的10倍以内，降低了芯片内部的功耗损耗。其次，IGBT的热容量高于MOSFET。低电流密度的硅基IGBT导致大约两倍的芯片面积的额定电流= 50。需要注意的是，电流第二代碳化硅mosfet在要比在漏极和源极之间承受最大电压的耗尽层的电场所需要的面积大。这同样适用于连接漏极金属化的基片。这就导致了第二代SiC MOSFET芯片比相同电压级的硅IGBT芯片更厚。第三代SiC MOSFET芯片已经比同等的IGBT芯片更薄。随着薄片处理和加工的进一步细化，这将是未来SiC芯片一代的预期，这将降低芯片的热容量，并可能影响短路能力和功率模块的寿命，如本节所示4．

用数字表示3（a），3 (c),3 (e)，市售SiC MOSEFT的一些测量结果[9在HSF下的不同操作点显示同一批次的。用数字表示3（b），3 (d),3 (f)，相应的临界能量以及SC耐受时间，直至失效。

可以看出，的价值SiC MOSFET在不同工作点下的损耗不是恒定的，而是取决于HSF的条件由于外壳温度升高，表明该装置在故障时的临界温度可以在附近找到约800°C。对环境的影响更大变化时能找到什么．这改变了通道的去饱和水平和SC能量加热芯片的水平。一方面，高的门源电压= 20 V,,比at低很多吗= 15 V。另一方面,高gate-source电压,如果允许的制造商,为用户是非常可取的,因为它有一个很大的影响电气设备的性能:它增加了开关速度并导致较高的反演通道导致较低的通道阻力的装置。在室温下，通道的电阻占总电阻的大部分一种具有平面栅极结构的SiC MOSFET。

但最大的影响是直流链路电压的影响(见图)3 (e)和3 (f)).将直流链路电压从= 800v to= 400 V将使测得的临界能量增加一倍以上，并增加几乎是5倍。

最后两个观察结果与IGBT非常不同，IGBT的，除不同的外壳温度外，保持恒定[11］.例如，在IGBT中，直流链路电压降低50%会导致短路耐受时间增加一倍左右SiC MOSFET的这种SC行为是由于芯片内部的热传导效应引起的，可以通过芯片的适当等效热模型来解释，该模型在第节中描述4．

在文献中，一些价值在特定的边界条件下，也可以在[2- - - - - -8]与相同芯片代和制造商的设备。它们与本文中显示的结果一致，但通常只有一个值在完全不同的工作点，或者没有给出具体的测试条件。在这种情况下，它们并没有可比性，因此需要对短路模式下的SiC mosfet进行通用描述。

4.排放源连接的等效热模型

Cauer网络描述了电源模块及其冷却系统的热行为，代表了系统从芯片的热源到周围区域的实际物理层。这个网络通常由四到五个RC单元组成，即:和;这些元素代表半导体芯片、DCB基板、底板和最后两个元素，第4项和第5项，冷却系统。对于IGBT在短路条件下的行为描述，只考虑第一个RC元件的时间常数是在短路发生的时间范围内，因此可以描述芯片的行为。

由于SiC MOSFET的短路耐受时间比IGBT短，且SC仅出现在芯片体积的一小部分，因此第一个RC元件对结温有很大的影响．为了描述垂直碳化硅mosfet在短路模式下的行为，我们从如图所示的器件的物理结构中导出了一个热模型4(一)这种结构是器件制造工艺的结果，该工艺通过外延生长-由4H-SiC材料制成的砂磨但仍相当厚的晶片上的层。

短路能量耗散在SiC MOSFET的电耗尽层的热电容中这也被称为空间电荷区，因为它在器件的阻塞状态下吸收电场。由于4H SiC晶体的高电场强度，其体积是硅所需体积的一小部分，并且因为第二代SiC MOSFET芯片和具有相同电压的最先进硅IGBT类显示大致相同的芯片厚度，空间充电器区域的体积仅为芯片总体积的一小部分。

芯片体积的其余部分由高度掺杂的n组成⁺基板，它并没有电的用途。所以它是由n个RC元素组成的热链来模拟的，这些元素代表着n个相同厚度的层⁺底物(见图4(一)）.从本质上说，这导致了芯片本身的Cauer热当量网络。作为参考，三个热模型被参数化并相互比较。

模型A．芯片的总体积作为热电容，以一个热阻吸收SC能量从芯片到焊料。这个标准热模型描述了IGBT的行为，其中几乎所有的芯片体积都被空间电荷区消耗了[11，12］.

模型B．短路能量耗散在SiC MOSFET损耗层的热电容中．芯片的其余部分由n个RC元素组成的热链模拟，这些RC元素代表了n个同样厚的层⁺底物(见图4 (b)）.这是芯片本身的Cauer热当量网络。

模型C.只有耗尽层的体积起到热电容的作用对于．

该模型由4H SiC材料特性的数据参数化，如比热容、密度和导热系数，以及测试中SiC MOSFET芯片的物理尺寸。这些是芯片总面积和厚度，可从裸模数据表中导出[9］.

我们可以计算结和第一层之间的热阻和结的热电容(1)，通过假定在SiC MOSFET的空间电荷区(SCR)中存在一个三角形电场，利用了空间电荷区(SCR)的宽度。需要指出的是，目前所有电压等级的第二代和第三代SiC mosfet的实际击穿电压远远高于数据表的值［13］.因此，该值的实际宽度的空间充电器区域大于理论上可能的最小值。 的值和关于-可以使用以下公式计算基板的层：(2）.在后面的仿真结果中，我们使用了一个共10层的模型，其中一层代表结，另外九层代表衬底(见图)4(一)）.

5.仿真结果

为了比较所述热模型的响应，使用Heaviside功率损失函数和实际测量数据来激励所有三个模型（见图5).从图中的两个图表中5可以看出，IGBT型号A的性能最低而模型C交付了一个不切实际的高值。图中模型B5 (b)表明临界温度在800°C左右失效，这与[3.］.

观察SiC MOSFET芯片在SC脉冲期间的行为，可以在图中看到5在这两种情况下，在前1-2μs、 SC事件发生后，所有短路能量被结的热电容吸收，参考模型B和C，两者在该时间范围内提供相同的结果。随着功率损耗耗散的继续，随着时间的推移，可以从两个模型(B和C)的差异中看出。

在重激激励下，模型B的响应为-结温的温度分布。该温度分布是由SiC MOSFET芯片内的热传导效应引起的，根据(3.)，本质上是从结通过衬底到漏极。 对于硅基半导体来说，这是-芯片内部的温度曲线见[12，并通过测量标准IGBT的冷却曲线进行验证方法(见[14从80次开始μ到500点 μ年代在15])。相同的行为可以在SiC器件中找到，如图b所示。4H-SiC的唯一区别是，由于导热系数哪个比硅高2.5倍以上在= 300 K时，4H-SiC良好的导热性能对其抗短路时间有较大影响。

为了验证新提出的解析参数化的SiC MOSFET热模型B，利用不同工作点的短路测量数据对模型进行激发。然后，将响应与IGBT的标准热模型进行了比较;参照图中模型a6，可以看到模型A和B对测量的耗散功率损耗的响应在= 800 V和=图中的400v3 (e)．

尽管在这两个直流链路的电压是非常不同的(见图)3 (f))，失效时的结温度与模型B确定的值相同。但必须注意，在= 400v时，泄漏电流的增加导致的故障相对于= 800 V。这使得确定准确的临界结温变得更加困难。

另外两个参数可以改变。在图7（a） ，不同外壳温度下的测量短路数据适用于模型A和B。如图所示7(b)，用不同栅源电压下的实测短路数据来激发模型。在所有操作点，可以看到模型B提供相同的临界结温度 760°C，而在标准模型A下，最终得到的破坏温度都不相等。

标准IGBT模型A的绝对值和以及两次短路事件之间的情况．因此，它不适合描述SiC mosfet在短路条件下的行为，但它仍然适用于具有梯形电场的igbt。

由于热传导是装置内的扩散过程，可以得到通过求解热传导微分方程或使用RC网络代替，这表明在解释SiC MOSFET的短路能力时，热传输线的10层模型是最适合的一维模型。

基于传输线的热模型，还可以导出短路事件期间芯片内部不同层的温度分布图8（a）和8（b），这已经做了测量短路功率损失= 800 V和= 400 V（参考图3 (e)）.

如图所示6即使由于两种短路事件非常不同，模型B提供的两种故障临界温度相同。查看每层虚拟温度传感器随时间的模拟温度分布，可以看到芯片不同层的热穿透深度差异。如图所示8（b），可以看出，在苛刻的短路条件下，当它们出现在高直流链路电压时，耗散的功率会加热器件的结，直到达到临界芯片温度。然而，这种情况发生得如此之快，以至于几乎没有热能通过热传导传递到相邻层（参见(3.))。在这种情况下，漏极连接，即芯片与基片焊接的地方，保持在外壳温度，甚至不到芯片总体积的一半作为相关的热电容来吸收．

如果发生较软的短路事件（较低)，参照图8（b），有更多的时间将热量传递到基材;可以看到，散热到达芯片的底层，并增加了排水连接的温度几度。这也可以从图中芯片内部从源(左)到漏(右)的温度剖面中看到9．在这种情况下，更多的芯片体积作为相关的热电容。但也可以看出，焊料或芯片下方的DCB的热电容对所研究器件的SC稳健性没有影响。

在图10结果表明，对于不同电压等级和额定电流以及不同芯片型号的碳化硅mosfet，其热传输在线模型均可进行参数化，并取得了很好的结果.查看1700的模型响应 V SiC MOSFET，在SC at后关闭μs，但在= 6.1μ可以看出，传输线的基本模型不包括泄漏电流效应。为了改进热模型，讨论了热链一维模型的几种可能的扩展。

第一个扩展是由泄漏电流引起的功率损耗的复制再加上直流链路电压，这会进一步加热设备，直到达到临界温度并失效。根据(3.]泄漏电流由三个物理部分组成：热产生电流、扩散电流和雪崩倍增电流。这些都是总结和直流链接电压导致一个额外的电源平行于原来的一个（见图11）.

泄漏电流的大小，导致温度随时间的永久正梯度，如图1700 V SiC MOSFET的温度趋势所示10，通过曲线拟合确定。如果这个电流值代表了导致这种趋势的均匀泄漏，将是不合理的高。此外，中所示的方法[3.)获得从一个SiC MOSFET的电流尾部的外推，也见图2，由于短路而关闭在物理上是不可行的。因此，可以得出结论，泄漏电流主要是一种不均匀效应，局部出现在芯片边缘或缺陷处。这无法使用均匀热传输线模型复制。

通过复制每层4H-SiC随温度变化的材料参数，可以进一步细化热模型，如图所示12．随着温度的升高，热电容增大，提高了SC模式下的鲁棒性;然而，热阻也以同样的方式增加。后者加剧了SiC MOSFET的热失控倾向。

需要注意的是，除了温度依赖性和，这两个参数也强烈依赖于单个层的掺杂浓度。如果没有芯片制造商提供的精确掺杂值，则为每个单独层实现这一点极为困难。因此，没有实现此模型扩展。也可以认为它是不必要的，因为基本热模型f具有常数的传输线和元素已经提供了非常好的结果。

另一个模型扩展可能是模拟芯片顶部金属化。这意味着增加另一个热电容一起平行于结的热电容，具有四分之一 μm键合线源触点的薄铝金属化[9只有十分之一或在一个1200v SiC MOSFET的10层热模型的情况下，加上一个额外的在4H-SiC材料和铝金属化之间，这并不影响今天的SiC mosfet的SC稳健性。但是，如果采用铜金属化模型来改善SiC mosfet的短路稳健性，芯片顶部金属化就变得越来越重要。在这种情况下，很好的匹配在铜和4H-SiC之间会导致更大的有效热电容，从而导致更长的sc耐受时间。

芯片顶部Al金属化对临界能量的热效应是可以忽略的，并且不需要精确模拟sc测量结果，因为提出的简化SiC MOSFET热模型已经提供了非常高的精度(图)13)。临界温度的可识别误差低于3%。这很可能是由于将3D设备模拟到设备的一维热模型上，以及测试设备内的工艺变化。由十个RC元件组成的简单热传输线模型足以供功率转换器设计人员描述和预测规定SiC MOSFET在各种工作点的短路耐受时间，并在实施快速短路检测时计算剩余安全裕度。

在文献中，还可以找到确定结温的其他方法。这是基于描述半导体物理的方程式的第一次数值计算[3.，16].对于处于短路模式的SiC MOSFET，如所示[3.获得破坏时临界温度的可比值。第二种方法是在短路模式下使用有限元模拟装置。[17]的IGBT和SiC mosfet18，19].使用复杂的芯片非均匀三维有限元模型进行模拟[19]在短路模式下显示芯片内部相同的温度分布。这种方法的额外好处是芯片内部峰值热点温度的值和位置，根据[18，19］.但是需要注意的是，这样的模拟非常耗时，需要很多芯片的参数，用户无法访问这些参数。

第三种测量方法[20]是用红外相机测量碳化硅mosfet在SC工作期间的平均表面温度。然而，这需要对芯片或模块进行特殊的准备，并且限制在直流链路电压只有几百伏特。即使是触发，这也与高水平的不确定性有关，而且非常具有挑战性，因为SC时间很短< 10 μs的SiC MOSFET。

6.栅极氧化物的降解和失效机理

在不同的SiC mosfet制造商之间，即使在同一芯片中，短路行为也有很大的差异。如图所示14，即两个器件具有相同的电压等级、额定电流，和外壳（TO-247）在相同的试验装置中，在相同的条件下进行比较和．

差异不大可以观察到这两种芯片之间的差异，但主要区别在于两种芯片的耐受时间不同= 800v，一个芯片在漏极源失效约5μ和= 0.6 J、 导致芯片顶部爆炸。此事件还导致在栅极连接仍在原位时，将芯片连接至电源的所有键合线剥离（见图4 (b)）.这导致芯片处于明显的故障打开状态。

制造商B的另一个芯片可以承受SC脉冲= 9μ在设备在门发生故障之前关闭。因此，它的鲁棒性能量将针对该事件进行计算= 1.16 J。这几乎是第一个设备价值的两倍。在门故障后，该设备不再可控，并保持在一个未定义的状态。

同样，在这些条件下，两个器件的短路时间都达不到= 10μ这是igbt通常需要的。这就需要快速的短路检测。

栅极氧化物失效机制的描述可以在图中三个连续的图中看到15。第一张图显示了在设备关闭之前流入栅极的栅极泄漏电流增加。这表明由于高温和高电场，栅极氧化层退化[21- - - - - -23］.经过多次SC脉冲，脉冲持续时间为17μ年代从图(15日)，图中的栅氧化层部分击穿15（b）导致连续的电流流入通态的门;这可以从驱动器和输出电压之间的电压差中看出以及栅极源极电压。这标志着氧化物失效的脉冲数．进一步短路脉冲，如图所示15 (c)，导致栅极氧化物的进一步降解，最终导致栅极驱动器超载，该驱动器必须提供增加的栅极电流．

栅极氧化层退化现象是由栅极氧化层内部的热电应力引起的。取而代之的是稳定、长期运行的值＝（，，)由制造商的浇口设计来实现。为了达到低水平的SiC mosfet的通态电阻，通道电阻必须是低的。对于1200v电压级的平面SiC mosfet，该通道占总数的2/3在室温下。为了在沟道中具有更高的载流子迁移率，第二代SiC mosfet的栅极电压(电场强度)比传统igbt选择更高。这种高水平的倒置加上较薄的氧化物层在栅氧化层中产生相当高的电场［21，22］.这给栅极氧化物施加了很大的压力，特别是在高温下，比如短路模式。因此，即使器件在短路期间没有失效，栅极氧化物也会由于栅极正下方空间电荷区域的温度升高而严重损坏，从而减少栅极氧化物的数量关于可持续短路，在文献中[4，21- - - - - -23，结果表明，短路脉冲的持续时间越长，可实现的短路次数就越少，从而栅氧化物的寿命也就越长。

7.结论

结果表明，热链模型是描述SiC mosfet漏源连接在短路模式下的稳健性的最佳一维模型。热计算结果与实验结果的比较验证了这一点。

利用SiC MOSFET芯片的数据表值以及4H-SiC晶体的材料参数，可以很容易地对热传输线模型进行参数化。结合设备的操作和电路参数，该模型可以非常准确地预测故障时间，为大功率变换器的设计者提供了一个工具，以推导短路检测电路的要求，并评估其单独一组操作条件的安全裕度。

与今天的SiC mosfet相比，衬底厚度减小的下一代SiC mosfet不一定具有较低的短路稳健性，因为这在很大程度上取决于这些器件的操作和电路参数，影响故障事件期间通过这些器件的热传导水平。

目前的碳化硅mosfet采用平面栅结构，在苛刻的工作条件下，栅氧化层的长期稳定性仍然存在问题。随着未来一代采用沟道栅结构的SiC mosfet，由于栅极氧化物造成的可靠性问题可能会被消除，而漏极源连接将成为这些器件可靠性的单一限制问题。采用沟槽栅结构的SiC mosfet可以在栅氧化层中设计一个低得多的临界电场［24]，这可能使它们在极端操作条件下（如在短路模式下）不易退化。这仍需通过进一步的动态短路测试进行确认，该测试对此类器件的栅氧化层施加压力。

相互竞争的利益

作者声明他们没有相互竞争的利益。

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