文摘
介绍了设计MMIC振荡器的38个GHz频率。这条赛道是III-V捏造出来的实验室与新输入/ GaAsSb双异质结双极型晶体管(DHBT) submicronic技术(海里)。中使用的晶体管电路有15μ米长双指排放国。介绍了DHBT完整的非线性建模,包括低频(LF)的建模周期平稳噪声来源。方法用于设计的特定利益这个振荡器驻留在能够选择一个非线性操作条件的晶体管放大器的分析模式。振荡器的仿真和测量结果进行了比较。38 GHz振荡频率为8.6 dBm的输出功率和相位噪声−80 dBc /赫兹在100 KHz抵消来自航空公司的测量。
1。介绍
发展现代电子(模拟、数字或混合),不管他们的目标应用程序(电信、光谱学、天体物理学、等离子体分析、医学成像等)现在关心应用程序操作从射频频谱光学频率。为了开发固态电路操作在毫米波范围,新技术新兴半导体制造业的操作流程是在这些领域。为了实现这样的应用程序所需的表演,一个合适的固态技术必须是可用的。III-V实验室提供了一种新的输入/ GaAsSb DHBT技术(1),其中包含锑在晶体管的基础和许可submicronic发射器大小。得到的结构进行了优化大于300 GHz,等于200 GHz。在这种背景下,本文给出的工作展示了设计和制造的可行性低相位噪声MMIC频率源新技术。为振荡器设计师提供最相关的设备,各种多点测量晶体管,数量从2到8进行比较和报道2]。的高频应用中,两个指状设备被发现是最适合这个设计和选择。节2,我们提供完整的描述和晶体管的非线性建模,包括其热行为。部分3处理周期平稳低频噪声源建模。部分4致力于描述振荡器的设计根据新提出的方法包括MMIC的图布局。节5,所有的详细测量并与模拟预测的结果。最后一部分对整篇文章进行总结。
2。晶体管建模
为了提高特色设计振荡器,我们需要精确的模型这些电路的被动和主动的元素。这个过程的被动元素的模型制作在共面波导(CPW)技术已经开发的MC2科技公司。的DHBT模型是基于Gummel和Poon模型(3)提高(4]。它是呈现在图1及其相关热电路由两极RC细胞。的内在部分对流等效电路描述四个二极管和一个压控电流源:和分别控制的电流源,直接获得和反向获得,,泄漏电流模型。基本电荷收集器结果结费用之和与“punchthrough效应”,和损耗费。发射器底部充电结果从三个费用的总和:结,损耗费用由于收集器渡越时间,和柯克的效果。依赖于这些指控和电压。晶体管参数的提取描述非线性模型进行脉冲电流-电压,脉冲(年代)参数测量。更多细节在这个目前常规操作给出了(5,6]。(注意,这篇文章是一个详细的版本7)中,我们将解释所有的测量和提取过程建模和振荡器的设计方法。
确定热电路元素,这里提出的新方法是一个很好的速度和准确度之间的权衡。这种方法涉及到确定的阻抗和热时间常数测量晶体管的输入阻抗较低频率。事实上,热阻可以输入阻抗的估计由(2): 与 在哪里和是HBT基极发射极和基极电流,电压是等温参数,是热阻抗,和是偏见Collector-Emitter电压和集电极电流,是负载电阻上的收集器(参见图吗2)。
所以,根据这个方程,我们必须确定,,参数推导出热阻抗。的参数是决定使用测量的函数对于一个恒流在直流模式下在不同的温度下。的方法是详细的8]。的参数是决定使用以下四个数量如图2在哪里是输入阻抗,输出阻抗,是输入阻抗在低频晶体管输出短路的,然后呢是晶体管电压增益。因此,它可以提取从这四个参数的措施利用晶体管的混合等效电路,和(3)[9]: 在哪里是基本阻力(参见图2)。的参数是通过测量晶体管的输入阻抗。在这种情况下,测量阻抗的定义。最后,输入阻抗测量电阻不同于以前的值,但在相同的偏置点(图3)。知道的参数方程,我们可以推导出热阻抗。在模拟器上实现自动加热效应,我们包括低通等效电路有两个RC并行细胞的串联阻抗符合测量。因此,它是可能获得之间的等价性电压/温度和电流/功率如图3。
结论这种建模的第一步,我们比较对流模型模拟和测量。例如,图4显示的比较网络,电流增益的函数和与对于一个马马当前范围从0.5到3在步骤0.5 mA等于温度C。
(一)
(b)
(c)
最后一个建模步骤的决心是非线性的指控和通过脉冲(年代)参数测量。比较完整的电热的最后建模验证由非线性模型仿真与测量。图5显示了对比模拟和测量的年代]参数,获得(MAG)和最大可用参数与频率马电流等于2电压等于1、2和2.5 V。因此,我们得到一个好的两个结果之间的协议。
(一)
(b)
(c)
3所示。建模的晶体管低频噪声来源
振荡器相位噪声的准确预测周期平稳模型需要一个晶体管的低频噪声源(10]。晶体管模型内部低频噪声源(11)具有周期平稳特性开发GaInP /砷化镓HBT技术。这个模型只是基于低频测量直流偏压。噪声源的变化与直流集电极电流考虑复杂的周期平稳噪声模型。我们建议重新使用此拓扑(图6)这个InP / GaAsSb技术与新提取方法。
这种晶体管的低频模型(非线性指控并不代表这里)是基于原始表示埃伯斯和摩尔(T型),叫做注入模型,它是基于电流控制电流源。他直接来自物理方程和模型注入电流的晶体管。是大信号转发模式共基极晶体管电流增益。更多细节在其等价Gummel-Poon模型给出了(12]。此外,从测量噪声源是容易的提取与这个模型。二极管代表了基极发射极结,代表基极发射极结的泄漏电流。晶体管建模效果是由控制电流源。当前的来源和散粒噪声的来源,和代表了低频噪声源(1 /和GR)。接触电阻的热噪声来源可以忽略不计。噪音的来源生成在基极发射极结和它相关联二极管。它参与晶体管效应通过控制电流源。的起源源来自于基极发射极结的边缘,可以与泄漏二极管。这表示只有两个低频振荡器的来源从许多测量和模拟结果表明,这个晶体管模型能充分准确地模拟振荡器相位噪声。建模的目的是提取来源和从噪声测量。为了做到这一点,我们假设噪声源的晶体管低级模型可以表示为图的传统模式7(一)在每个访问诺顿等效电流源的晶体管。噪声测量在于先后测量这两个噪声源和。要做到这一点,两个电阻低价值和,适当的选择(和),先后连接访问为了缩短相应的源(13]。此外,为了达到这个条件,一个巨大的电容先后连接晶体管(并行访问或的图7 (b)和7 (c)),我们没有测量噪声。然后由此所产生的电压放大的电压放大器,其输出与FFT频谱分析仪来测量噪声电压谱密度。
(一)
(b)
(c)
模式用于获得晶体管的噪声来源访问呈现在图8。
该模式是相同的在每个晶体管的访问。放大器是由其噪声电压源和它的输入阻抗。的电压是放大增益G对FFT分析仪测量。ABCD矩阵的代表所有的被动元素被认为是测量(偏见t恤、线等)。可以是或,热电流噪声来源相关,可以是或,可以是(收集器短路)(基础短路)。因此,应用基尔霍夫定律,我们获得(4):
现在,我们必须确定噪声电压谱密度在每个访问: 与
现在,我们可以定义短路噪声电流谱密度,由下列方程表示:
从之前的方程应用到每个晶体管的访问,我们从而获得光谱的噪声电流密度的表达式或。最后一步的噪音模型由两个内部噪声源在提取谱密度和在图6(8): 与
为了限制低频噪声测量时获得一个相对准确的模型,我们将只在正常测量噪声源,活跃地区晶体管在振荡条件:晶体管的面积优化负载循环低相位噪声中定义的操作是(14),通过最小化低频噪声源的转换。此外,一些噪声测量结果表明,在该地区的基极集电极结是负面的,无关的噪声水平。因此,测量只在于噪声源测量与集电极电流,对于一个给定的接近晶体管的偏置点低相位噪声振荡器操作。这个过程后,人物9显示了谱密度短路噪声电流的晶体管的集电极电流。
(一)
(b)
然后,从(8),谱密度和计算和绘制与在重对数坐标图(图10)四频率100赫兹,1 KHz, 10 KHz, 100 KHz,对应的频率振荡器通常是合格的。注意,从相位噪声仿真的角度来看,这些频率是独立的。
(一)
(b)
噪声建模的最后一步是确定的谱密度方程和通过拟合的曲线(图10)和一个方程的形式: 在哪里集电极电流,是为或。
的值和给出了在表1。
总之,我们提取低频噪声模型的HBT内部噪声源。这个模型是实现广告(15),将使我们能够模拟振荡器的相位噪声,同时考虑到周期平稳特性的噪声来源。
4所示。振荡器的设计
这个设计的主要目的是减少oscillator-phase噪声,同时保留一个重要的输出功率(dbm)。所需的振荡频率是38 GHz和MMIC使用数据技术。这两个目标可以由内在控制负载周期形式的晶体管振荡(14]。本节描述最初的设计方法用于达到这些目标时,通过控制晶体管的非线性行为运作作为振荡器电路,通过传统放大器非线性模拟。其特定的兴趣是仿真速度和负载循环形成的简单控制。然后,通过计算在晶体管的输入和输出负载阻抗和相应的电压,我们可以在获得非线性振荡状态尽可能获得放大器仿真。为此,下面的三个步骤是必要的。
4.1。在大信号放大器晶体管分析模式
晶体管的偏置电路的模式(CPW技术)和负载阻抗(合成一个电感和一个电阻并联)对非线性放大器仿真呈现在图11。
经过调优的偏置点和负载阻抗、增益、输出,和增加权力和输入功率是绘制在图12和负载循环图13。
因此,我们获得的值在表2下面的偏见的观点,在那里和代表了晶体管的输入和输出大国,增益压缩。注意到一个足够的输出功率和压缩增益(确保振荡后制造尽管技术传播),负载周期必须接近基极集电极结的地方进行。从这个仿真,我们计算出输入和输出阻抗和和电压增益。这些数据将有助于设计为了保持这种非线性状态反馈电路在振荡,在下一节中解释。
4.2。确定反馈电路
这一步涉及到确定的反馈回路设计和输电线路的输出电路(匹配电路)的模式在图给出14。在这个模式中,晶体管的输入阻抗与一个RC电路合成。
线性优化的目标线的宽度和长度是获得同样的输出阻抗和电压增益在前一节中,考虑到技术和几何约束。因此,第一稿的振荡器电路如图15。
4.3。振荡器的仿真
本节描述所有必要的模拟来确保良好的振荡器的性能(稳定性、相位噪声等)。第一个仿真是一种开环仿真(22]。这个模拟让我们确定起始振荡频率和验证没有其他寄生振荡的存在。为了打开振荡回路,一个新的电路(图16):压控电流源晶体管的基本作用是孤立于其他元素的晶体管模型,现在由一个外部控制信号发生器。所有其他电路元素都包含在二端口电路的反馈。
然后定义的开环增益
的条件获得振荡开始(12):
图(17日)显示了该模拟振荡器电路的开环增益图15。一个寄生振荡出现在5.67 GHz频率。添加了一个RC串联电路与偏置电路并行消除这些振荡。新开环增益如图17 (b)。
(一)
(b)
我们可以开始注意只有一个振荡频率为37.08 GHz。这种开环分析还允许计算表达式(振荡器装载质量因素13)[23]:
这一仿真获得的品质因数等于33。现在,我们执行一个振荡器的谐波平衡仿真。的时域波形当前和电压如图18。
内在载重线周期如图19。
最后,振荡器电表演详细表3。
振荡器相位噪声的模拟图显示(PN)20.。
表4介绍了初级噪声源的贡献的内部晶体管在100 KHz的频率。
最后的布局,考虑到所有技术限制,包括稳定回路和3分贝衰减器的输出来减少拉动效应,图所示21。电路是III-V实验室臆造出来的。
5。振动测量
5.1。权力和振荡频率测量
测试的健壮性振荡,测量振荡器的晶片15日执行各种直流电流。图22介绍了振荡频率和输出功率与目前对不同电压和一个电压0.8 V。
(一)
(b)
输出功率增加5 dB的变化范围,而振荡频率显示了1 GHz的变化在同一范围内。这表明的振荡频率保持稳定当前的变异马35 - 60。
5.2。相位噪声测量
XLIM实验室有一个AEROFLEX PN9500长椅(图23)执行振荡器的相位噪声的测量。这台使我们测量振荡器的相位噪声在250 mhz - 26.5 GHz带宽与变频技术。电路的振荡频率的范围,我们开发我们自己的变频技术来减少PN9500的振荡频率带宽。因此,系统提出了采用延迟线法图24。
它由一个LO信号在混频器的10.75 GHz频率是由一个高光谱纯度合成器PN9276-20 PN9500设置长椅上。射频信号来自于测量振荡器。如果输出连接到PN9718输入。在振荡器相位噪声测量之前,我们必须确保测量链不会增加噪音。要做到这一点,我们替换的振荡器高光谱纯度合成源(本公司68367 c)。系统的相位噪声测量与源图表示25并给出了系统的噪声地板。
图26显示的情节15振荡器的相位噪声测量晶圆和偏见的模拟相位噪声点= 0.8 V和= 2.2 V。
我们可以注意到,相位噪声仿真与测量的平均结果一致。名义上的振荡频率测量偏差点接近37.1 GHz的输出功率等于5.2 Bm。相位噪声测量远高于系统PN楼(),所以我们可以证实,振荡器的相位噪声。公布的比较我们的振荡器和振荡器的振荡频率接近38 GHz,我们将使用一个图所描述的价值(14): 在哪里是振荡器的相位噪声在从载波频率偏移。各种各样的振荡器的振荡频率()减少到一个参考频率()振荡器的振荡频率的这项工作。载波频率偏移量减少到一段距离。乘数因子= 25因为这项工作的振荡器相位噪声的斜率是−25 dB /十年。优化的带宽(百分比)也考虑在内。振荡器的输出功率减少到1兆瓦的参考。这个图的优点是有效的振荡器的调谐带宽超过1%:否则,这些振荡器视为固定频率振荡器。结果总结在表5。我们选择一个值−80 dBc / Hz的相位噪声对应于这些测量的平均值。我们可以确认我们获得平均性能优点相比的数字出版。
6。结论
总之,这项工作使我们能够构建一个MMIC ka波段振荡器具有良好的性能。一个电热晶体管的非线性模型,提出了包括周期平稳噪声来源准确预测其相位噪声。设计方法允许我们定义一个晶体管的非线性运行限制低频噪声源的贡献负责相位噪声。这种放大器非线性状态一直保持振荡操作。这个III-V实验室的评估过程给了令人鼓舞的结果有关高效ka波段电路的可行性。
承认
作者感谢菲利普Berdaguer参与电路制造的工艺流程。法国国家研究机构的支持(国家把精心设计的)通过ANR / pNano ATTHENA程序。