0.18的低功耗超宽频低杂讯放大器μm CMOS技术

文摘

本文提出了一种超宽频低杂讯放大器芯片使用台积电0.18μCMOS技术。我们提出一个超宽频低噪声放大器(LNA)低电压和低功耗的应用程序。目前的超宽频放大器会导致更好的性能隔离,芯片尺寸和功耗低的电源电压。这个超宽频放大器是设计基于current-reused拓扑,和一个简化的RLC电路用于实现输入宽带匹配。输出阻抗介绍了LC匹配方法来降低功耗。提出了采用多次测量结果的显示平均功率增益(年代₂₁)的9 dB 3 dB乐队3到5.6 GHz。输入反射系数(年代₁₁)小于−9 dB来自3 - 11 GHz。输出反射系数(年代₂₂)小于−8分贝是3到7.5 GHz。噪声图4.6 -5.3 dB是3到5.6 GHz。输入(IIP third-order-intercept点₃在5.3 GHz) 2 dBm。这个放大器的直流功耗是9兆瓦的供应下1 V电源电压。CMOS芯片尺寸的超宽频放大器毫米²在总。

1。介绍

超宽频系统(UWB)已成为无线通信系统的主要技术之一,当地的区域网络。IEEE 802.15.3a超宽频系统使用一个特定的频带(UWB) (3.1 GHz ~ 10.6 GHz)来访问数据,并采用正交频分复用(OFDM)调制系统(1- - - - - -3]。频带由四组:A, B, C, D, 13频道。每个通道的带宽是528 MHz,如图1。系统运行在一个广泛的频率3.1 5 GHz或3.1 - -10.6 GHz。低频段从3.1到5 GHz已经分配给开发第一代超宽频系统(4]。系统有几个优点,如低复杂性、低成本和高数据率无线系统。在前端系统设计,低噪声放大器(LNA)是第一块在一个通信系统的接收机路径。放大器的主要目的是要达到低噪声图改善整个系统的噪声(5]。图对整个放大器必须减少噪声带宽,特性平坦的增益,线性好,宽带输入输出匹配和低功耗。在射频电路设计、砷化镓和双极晶体管的表现相当不错。然而,这些过程导致增加成本和更大的复杂性。射频前端电路采用CMOS技术可以提供一个单芯片的解决方案,大大减少了成本(6]。随着CMOS技术的快速进步,可以实现与CMOS射频集成电路。三个主要拓扑结构的宽带低噪声放大器。首先,分布式放大器(7- - - - - -9)可以提供良好的线性和宽带匹配但需要高功耗和较大的芯片面积,因为多个放大阶段。第二,电阻并联反馈放大器(4,10提供良好的宽带匹配和平坦增益但需要高功率消耗。最后,切比雪夫滤波器放大器(11,12)采用宽带LC带通滤波器输入匹配和源跟随器输出匹配。这种类型的宽带放大器消耗少量的直流电源。切比雪夫滤波器匹配设计需要三个电感。因此,需要一个非常大的芯片面积。本文提出了RLC LNA设计宽带匹配。的主要目标是获得宽带输入输出匹配和减少芯片面积和功耗。采用拓扑结构提出了部分2。完整的分析,提出了宽带匹配网络的设计方法3。节4、实现和测量结果。在上一节中给出的结论是。

2。低压宽带共源共栅放大器的设计

图2显示了基本的共源共栅放大器。current-reused配置可以被视为两个同源性疾病放大器(和)。当前共享共源共栅放大器提供了一种低功耗特点在低电压供应。因为和共享相同的偏置电流,总能耗最小化(6,12,16]。共源共栅放大器,总体噪声图可以获得的噪声图(NF)和获得的每一个阶段如下: 在哪里总NF和吗和是第一和第二阶段的NF值;分别。这第一阶段的功率增益,因此,在LNA电路、第一阶段的噪声更重要。因此,晶体管的增益必须足够高,以抑制噪声。活跃的主要噪声源MOSFET晶体管闪烁和热噪声。闪烁噪声建模为电压源串联的门值: 的常数依赖于设备特征,可以为不同的设备在同一过程相差很大。的变量,,代表宽度、长度和单位面积上的电容,分别。闪烁噪声晶体管面积成反比,。换句话说,一个更大的设备可以减少噪音。热噪声的噪声过程是随机的。MOSFET的热噪声包括三个主要的噪声源,如图3:分布式闸门抵抗噪声(),漏极电流噪声()和栅电流噪声()。

热噪声来源主要来自于晶体管的漏极电流噪声和gate-induced噪音。多点布局技术应用于减少gate-induced噪音。(根据MOSFET噪声分析17,18),我们必须表达噪音图的方式显式地考虑功耗。为了确定的宽度并找出最好的NF,我们使用噪声系数之间的依赖关系(),功耗(PD)和质量因子()找到最优值17]。基于这些参数,相关曲线,NF (dB)和绘制在图4通过MATLAB仿真软件。有一个噪声性能和功率增益图之间的妥协4。因此,可以确定是4,PD = 10 mW。MOSFET的最佳宽度可以通过17,18]: 在哪里操作的频率,门的长度,登机门是单位面积上的电容。方程(3)表明,最优宽度是240米,GHz, 米,F / m²,,。

图5显示了提出了超宽频放大器原理图。当前共享共源共栅放大器为低功耗特性提供了低电压供应。请注意,是common-gate阶段的共源共栅结构,消除了密勒效应和提供更好的隔离从输出返回信号(18,19]。被动组件,,,,采用的匹配网络的输入在整个频段产生共鸣。的电阻和是用来提供偏置电压的晶体管和。电容器提供了两个阶段信号之间的耦合。电容器绕过了交流稳流在地上,避免耦合到第一阶段。这会影响增益平坦;因此,可以提供一个理想的交流,但在设计增益平坦不受影响。是第一阶段的电感负载。输出匹配网络组成,,,。在共源共栅阶段,第一阶段的噪声指数的贡献不仅仅是第二阶段。第一阶段的晶体管尺寸和偏差点应优化低NF (17]。第二阶段的晶体管尺寸和偏差点应该是优化的高线性度。共源共栅放大器的设计充满了权衡最佳增益,低噪声图,输入和输出匹配,线性和功耗。此外,为了避免振荡,寄生耦合必须最小化(16]。采用的设备的大小如表所示1。

3所示。提出了宽带匹配网络的分析

3.1。输入阻抗匹配

如图2,在传统的窄带放大器设计中,输入的输入阻抗阶段()可以写成 在哪里gate-source电容和吗输入晶体管的跨导吗。我们选择合适的电感值()和电容在某一频率产生共鸣。真正的术语可以等于50Ω。方程(3)确定的宽度并找到最好的NF。宽带设计,很难让虚部(4)保持零范围广泛。讨论超宽频输入阻抗匹配,我们需要考虑二阶滤波器的标准形式: 在哪里,,是分子系数确定二阶滤波函数的类型。被称为极点频率,称为极因子,然后呢被称为带宽。根据带宽成反比如果杆频率的值是固定的。

图6显示该宽带匹配和小信号等效电路在第一阶段。输入阻抗的RLC网络可以写成 因为电容值远远大于,将近似: 在哪里gate-source电容的吗。这个等效电路可以大致是一个RLC二阶滤波器结构。在(7),滤波电路的品质因数可以给出的 在哪里共振频率。在(8)和(9),获得更大的带宽,低质量的因素需要被添加到被动的设备。窄带放大器可以转化为一个宽带放大器通过适当选择被动的设备。根据(8),电容器,和电感将优化的共振频率。我们使用安捷伦广告的CAD分析电路的输入阻抗匹配性能。根据(8)和(9),成反比而成正比。因此,带宽成反比。图7是固定的,(9.51 pF),(0.11 pF),(7.6 pF)(140Ω),表明共振频率成反比。带宽成反比。根据(9),输入匹配电路的用途和降低电感,使的数量系数小。成反比。因此,带宽成正比。图8是固定的,(9.51 pF),(0.11 pF),(7.6 pF)(0.91 nH),表明带宽成正比。图9是固定的,(9.51 pF),(0.11 pF),(7.6 pF)(0.91 nH),表明噪声图成反比。成反比而成反比。因此,带宽成正比。数据10和11是固定的,(9.51 pF),(0.11 pF),(140Ω)(0.91 nH),显示带宽和噪声指数是成正比的。晶体管的大小,,必须精心挑选。之间有一个权衡在设计宽带匹配和噪声图。另一方面,设备大小必须产生足够的噪声性能和功率增益。可以看到,二阶滤波器(0.91 nH),(140Ω)采用(7.6 pF)作为输入匹配网络。少输入匹配网络的复杂性和更好的反射系数从3 GHz 10 GHz。

3.2。输出阻抗匹配

低噪声放大器依靠输出阻抗匹配以获得最大的功率增益。源跟随器技术被广泛用于提供宽带输出匹配。输出阻抗是类似于1 /,在这是一个gate-source跨导源跟随器(4,10]。但是,它消耗更多的能量。由于这些原因,我们引入一个输出阻抗匹配方法适用于宽带放大器的设计。图12显示了近似输出阻抗小信号等效电路。输出阻抗的RLC网络可以写成 在哪里的寄生电容在排水节点,的电阻在排水节点。这个等效电路可以大约是一个RLC二阶滤波器结构。在(11),滤波电路的品质因数可以给出的 在哪里共振频率。在(12)和(13),为了获得更广泛的带宽,低质量的因素需要被添加到被动的设备。成反比而带宽成反比。的电容晶体管的宽度成正比。的电阻是晶体管的宽度成反比。超宽频系统使用一个特定的频带(5 GHz 3.1或3.1 - -10.6 GHz)来访问数据。一般超宽频回波损耗的结果是不到10−dB。功耗与晶体管的宽度成正比。根据(13),窄带放大器可以转化为正确选择宽带放大器。这提供了良好的宽带匹配和平坦的增益。图13是固定的,(0.16 pF),(1.23 pF),1.19 (nH),(0.59 nH),表明模拟变化输出反射系数。可以看到,二阶滤波器(240/0.18采用m)作为输出匹配网络。根据(12),电容器和电感- - - - - -将优化的共振频率。图14是固定的,(0.16 pF),(1.23 pF),(240/0.18米),0.59 (nH),表明共振频率成反比。输出网络减少复杂性和更好的反射系数从3.1 GHz 10.6 GHz。

3.3。获得

在高频率,常见配置晶体管的电流增益是(11]。图15显示了近似的第一阶段荷载的简化小信号等效电路(12]。负载可以近似为第一阶段

输入匹配网络的传递函数。电压增益可以近似为第一阶段 在哪里是源电阻,电压增益是由负载电感吗,总电容的流失,旁路电容器。第二阶段可以估计为电压增益 在哪里门的输入电阻吗和是输出负载阻抗。可以近似作为放大器的电压增益

根据(17),窄带放大器可以转化为一个宽带放大器通过适当地选择设备的大小。这提供了宽带匹配好,噪音图优化设计,和平坦的增益。

3.4。稳定

防止自然振荡放大器的稳定性是非常重要的。稳定性可以决定的参数、输入和输出匹配网络和电路终端。更简单的测试显示设备是否可以无条件稳定20.]。其中之一是-Δ测试,显示如果一个设备可以无条件稳定Rollet情况定义为

的-Δ测试不能用来比较两个或两个以上的设备的相对稳定,因为它涉及限制两个独立参数。提出了一个新的标准相结合参数在测试只涉及一个参数,,定义为

放大器的性能模拟使用先进的设计系统(广告)。考虑LNA、稳定的因素和应该考虑。图16表明,总是大于1和因素小于1。因此,这对所有频段电路是稳定的。还有另一种方法来诊断是否放大器是无条件稳定的。的因素在输入和输出应该大于1在所有频段,如图17。

4所示。测量结果

薄片上测量是由惠普8510 c网络分析仪和一个惠普8517 b是测试参数,如图18。使用网络分析仪测量放大器的频率响应和输入匹配。输入和输出阻抗的匹配都是50Ω。确保放大器仍提供了一个转换过程偏差发生时,其他过程,即typical-NMOS typical-PMOS (TT), fast-NMOS fast-PMOS (FF)和slow-NMOS slow-PMOS (SS),也用于模拟放大器。结果如图所示19。图19显示了测量前进获得(从3到5.6 GHz),;测量增益约7 - 10分贝。测量数据是6 dB低于pre-simulation过程的数据,因为漂移和寄生效应的布局。转换增益测量的结果位于post-simulation (SS)过程。

图20.显示输入回波损耗(年代₁₁),从3到11 GHz,测量年代₁₁小于−9 dB。图21显示输出回波损耗(年代₂₂)、3到7.5 GHz和测量年代₂₂小于−8分贝。图22显示反向隔离(年代₁₂),从3到11 GHz,测量年代₁₂小于−40 dB。模拟量输入1 dB压缩点5.3 GHz如图23是关于−8分贝。图24显示的是测量基本输出功率和三阶互调(IM3)射频输入1 MHz的频率间隔,以及国际信息局₃2在5.3 GHz dBm。IM3测量,使用两个Agilnet E8247C连续波(CW)发电机和一个安捷伦E4407B频谱分析仪。噪声测量图(NF),使用一个安捷伦N8975A NF计安捷伦346 c噪声源。仿真噪声图最小是4.1 dB,如图25。由于布局的寄生效应,测量的最小为4.6分贝。图26显示了LNA的显微照片。表2总结了测量结果和比较与先前的文献。提出采用拓扑结构,简化RLC输入匹配网络和current-reused配置受益于低功耗设计。分布式放大器(7- - - - - -9)需要高功耗和大的芯片面积。比切比雪夫滤波器和反馈网络合成[11- - - - - -13),该输入匹配网络,只有一个螺旋电感器,简化了电路复杂度,减少了芯片面积。参考文献(10- - - - - -12)只显示核心LNA功耗、不含源跟随器的输出。参考文献(14,15只显示模拟。它应该显示实验的线性。放大器中发挥着重要作用改善整个系统的线性度。表2清楚地表明,该放大器具有一个非常小的芯片面积和功耗最低。

5。结论

RLC宽带匹配超宽频放大器提出了在上面的结果中,也可以在一个供应1 V电压在0.18CMOS技术。提出拓扑,窄带放大器可以转化为一个RLC宽带放大器的匹配方法。RLC输入匹配电路可以减少芯片面积。输出匹配方法降低功耗。采用拓扑结构的主要优点是低功率使用,温和的声音,线性,功率增益,和一个小芯片面积。

利益冲突

作者指出任何潜在的利益冲突。

确认

作者要感谢国家科学委员会(NSC)的基金支持nsc99 - 2221 - e - 507 - 005和国家芯片实现中心(CIC)的技术支持。

引用

1. r . Harjani j·哈维,r . Sainati”模拟/射频超宽频系统物理层的问题,”第17届国际会议在VLSI设计学报》上2004年1月,页941 - 948。视图:谷歌学术搜索
2. z呗,徐,w·张,k .夸克”性能分析的一种新颖的多状态代码选择DS-BPAM超宽频通讯系统,”《电路、系统和电脑,15卷,不。3、455 - 466年,2006页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
3. 问:杨、h·朱和k . s .夸克”叠加培训MIMO-MB-OFDM超宽频系统信道估计,“《电路、系统和电脑,17卷,不。5,865 - 870年,2008页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
4. 荣格,t . Yun, j . Choi“超宽带低噪声放大器使用共源共栅反馈拓扑”微波和光学技术的信件,48卷,不。6,1102 - 1104年,2006页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
5. s·m·r·哈桑和j·李”,12 db 0.7 v 850 w CMOS LNA 866 mhz超高频RFID阅读器,”主动和被动电子元件702759卷,2010篇文章ID, 5页,2010。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
6. s . Toofan A . r . Rahmati A . Abrishamifar和g Roientan Lahiji,“低功耗和高增益完全集成CMOS LNA、”微电子学杂志,38卷,不。12日,第1155 - 1150页,2007年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
7. b . m . Ballweber r·古普塔和d . j . Allstot”完全集成0.5 - -5.5 - ghz CMOS分布式放大器”IEEE固态电路杂志》上,35卷,不。2、231 - 239年,2000页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
8. x关和c阮”、功耗和高增益CMOS分布式放大器使用级联电感耦合同源性疾病获得细胞的超宽频系统”IEEE微波理论和技术,54卷,不。8,3278 - 3283年,2006页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
9. C.-P。Chang和H.-R。壮族,“0.18μ米3 - 6 GHz CMOS超宽频无线宽带放大器,”电子信件第41卷。。12日,第698 - 696页,2005年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
10. C.-W。金,M.-S。Kang p·t·安H.-T。金,S.-G。李,“超宽带3-5-GHz超宽频系统的CMOS低噪声放大器”IEEE固态电路杂志》上,40卷,不。2、544 - 547年,2005页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
11. a . Bevilacqua和a . m . Niknejad“超宽频CMOS低噪声放大器为3.1 - -10.6 - ghz无线接收器,”IEEE固态电路杂志》上,39卷,不。12日,第2268 - 2259页,2004年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
12. M.-F。周,W.-S。Wuen c c。吴,K.-A。温,彭译葶。常,“超宽带无线应用程序的CMOS低噪声放大器,”IEICE交易基础电子、通信和计算机科学,vol. e88-A,不。11日,第3117 - 3110页,2005年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
13. Y.-J。陈和我。黄,“综合宽带CMOS低噪声放大器的发展,”IEEE电路和系统,54卷,不。10日,2120 - 2126年,2007页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
14. j . c . Wang Jin, f . Yu”CMOS 2 - 11 GHz连续变量获得超宽频放大器,”IETE杂志》上的研究卷,56号6,367 - 372年,2010页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
15. A . Marzuki A Md, Shakaff z Sauli,”一个1.5 V, 0.85 - -13.35 GHZ MMIC低噪声放大器设计使用优化技术,”IETE杂志》上的研究,55卷,不。6,309 - 314年,2009页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
16. a . Telli s Demir, m . Askar,“CMOS平面螺旋电感建模和低噪声放大器设计,“微电子学杂志,37卷,不。1,第78 - 71页,2006。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
17. d·k·谢弗和t·h·李”,一个1.5 v, 1.5 - ghz CMOS低噪声放大器,”IEEE固态电路杂志》上,32卷,不。5,745 - 759年,1997页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
18. t·h·李,CMOS射频集成电路的设计,“剑桥,2004年。视图:谷歌学术搜索
19. 哈,模拟CMOS集成电路的设计麦格劳-希尔,2001年。
20. d . m . Pozar微波和射频无线系统的设计约翰•威利& Sons 2001。

版权

版权©2013 Jun-Da陈。这是一个开放的分布式下文章知识共享归属许可,它允许无限制的使用、分配和复制在任何媒介,提供最初的工作是正确引用。