分析模型在沃甘/氮化镓场/ HEMTs传导电流

文摘

我们已经开发出一种新的,基于zone紧凑基于物理沃甘/氮化镓异质结场效应晶体管(HFET)模型适用于商业谐波平衡微波电路模拟器。新模型Verilog-A编程,是一个行业标准紧凑的建模语言。新模型允许直流、小信号和大信号射频晶体管的性能是决定设备的函数几何结构和设计特点,材料成分参数,和直流和射频操作条件。新的基于物理HFET模型不需要广泛的参数提取元素值来确定模型,通常用于传统equivalent-circuit-based晶体管模型。新模型校准和验证。我们报告很好的协议模拟和测量直流和射频实验c波段微波功率放大器的性能。

1。介绍

沃甘/氮化镓异质结场效应晶体管(场)承诺用于大功率射频晶体管和高频电路的应用。这些基本具备高电流密度的组合能力和高的击穿电压由于理想的材料的物理特性,如高临界击穿电场,高电子迁移率和饱和载体速度,载体密度高的通道,低介电常数与传统材料相比,和高导热系数。这些参数允许HFET高射频电压和电流,从而导致在高频高功率操作(1,2]。制造设备和电路技术在沃甘/氮化镓是发展迅速3- - - - - -6),这种快速发展是创建需要改进的设备模型。射频功率放大器基于沃甘/氮化镓场现在商用从几家公司,包括Nitronex RFMD, TriQuint。然而,到目前为止,没有商用HFET模型用于谐波平衡电路模拟器存在可以预测的大信号射频操作HFET或MMIC在活跃的设备是捏造的,特点和安装。

HFET的基本结构如图1。晶体管的直流和射频性能随物理尺寸和材料特性。然而,射频功率的灵敏度性能的物理参数会有所不同,这取决于特定的参数,和一些参数的变化(如门的长度,)有一个比其他人更重要的对设备性能的影响。这些特定参数敏感性是不容易确定。因此,MMIC设计师不能考虑设备的物理参数在设计电路。他们只能模拟电路包含晶体管与已知的和定义的等效电路模型,紧凑而排除使用谐波平衡仿真器使用在设备优化。在这个报告中,我们引入一个分析HFET模型,允许活动基本的合作设计和优化和被动MMIC环境元素,这将加强和集成电路的发展速度。

报道HFET直流模型包括实证模型(7,8),二维物理模型动力学(9,10),和紧凑的基于物理模型(11- - - - - -16]。紧凑的等效电路模型适用于模拟HFET电路,但不是在HFET设备制造。二维动力学可以预测的我- - - - - -VHFET的特征,甚至其小信号射频参数,但他们很难使用实时谐波平衡电路模拟器内由于预先计算的解决方案的运行时数据库的插值是麻烦(17,18]。紧凑的基于物理模型,然而,可以运行在谐波平衡解决因为他们分析,因此充分有效地计算时间需求,他们可以预测一个射频HFET的操作在大信号射频驱动条件下。先前的工作已经证明了这种方法的设施和准确性(19,20.]。然而,不幸的是,这种能力不是一般可用,因为之前报道的模型不能很容易移植到商业模拟器。本报告地址缺乏症。

在这项工作中,我们首次报告的实现基于物理紧凑HFET Verilog-A模型,我们使用微波办公室(MWO)比较其预测实验HFET的功率性能。MWO EDA包是可以从应用波研究(心田)公司。我们的第一代Verilog-A HFET模型是一个自包含的Verilog-A模块。

新模型,基于分离HFET成一系列的导电通道区域,基于物理操作(21]。HFET模型推广到适合不同的制造过程中通过引入曲率参数v- - - - - -E关系(22为电子导电通道的HFET为了控制的膝盖的清晰度我- - - - - -V特征。我们还考虑了电场衰减地区排水访问终端的三极管操作以确保连续性特征。我们修改了夹断电压考虑不同的艾尔摩尔分数沃甘沃甘/氮化镓HFET阻挡层。最后,有必要考虑信道分解为了准确模拟功率添加效率(PAE)在高功率运行。我们写了模型在MWO Verilog-A语言和实现它。比较验证了模型的模拟和测量直流和射频大信号沃甘/氮化镓HFET s波段放大器的性能。好协议模型模拟和测量数据。

2。区沃甘/氮化镓HFET的模型

正如前面指出的,模型是制定基于分离HFET的导电通道为一系列五区,这是基于定义的物理控制在每个区域。模型在两种模式运营,三极管和饱和度。两种模式之间的过渡光滑和依赖于设备设计和操作标准。图2显示区域的特征模型的两种操作模式。典型的电子被认为留在相同的设备在其纵向截面路径从源流失。它定义了- - - - - -飞机,从源电极和测量是测量从沃甘/氮化镓界面。对于每个操作模式,可以在源极和漏极之间的路径分割成几个相邻的间隔。在每一个时间间隔,物理操作是由二维数值模拟和该信息用于开发特定区域的分析物理模型。二维模拟揭示了每个区域的基本操作和允许简化分析物理模型导出。每隔邻区之间的界限,物理操作变化和区域被执行的连续性界面上的电势值和衍生品。

与每个区间关联,我们定义其区域间隔本身,初始化的距离,潜力,电场。我们也为终止的时间间隔定义一个规则,和一系列的操作来计算在端点,在适当的。

HFET三极管操作时,它可以被建模有四个区。在饱和操作中,模型需要五区。每个操作模式下,终端设备的特性必须符合同步解决方案的所有区域中存在的模式。

幸运的是,可以计算这个解决方案有效地通过建立方程组区依次从左到右,我们现在将显示。每个区域都是解决三个步骤。首先,距离,潜力,电场参数在其左边界通过应用初始化左初始化规则的最终价值从之前的三倍。第二,在欧元区名义模型用于推进参数直到终止的条件被检测到。第三,最终的值记录,可供后续区和其他地区的评价控制的电压源。

在两种操作模式,相关的终端特征可以定性的物理区域。在零drain-to-source偏见频道包括三个区,源和漏访问地区和地区在门口。我们表示源和漏访问地区作为源中性区(SNZ或Z1)和排水中性区(DNZ或Z5),分别强调净库仑中立近似的结果平等的表2度这两个区域的电荷密度和极化电荷密度。我们表示该地区在门口内在场效应晶体管区(IFZ或Z2)。

积极charge-deficit区(CDZ或Z4)形式流失访问地区靠近门的边缘。积极的净电荷在这部分耗尽区(Z4)平稳降低电场的大小,根据泊松方程。三极管模式,Z4的长度很短,通常的电压降不到一伏,但它的连续性要求在过渡到饱和操作。以固定门偏见,CDZ带的长度增加而流失的偏见,从而降低DNZ区域的长度,因为他们的长度之和等于gate-to-drain间距,。

对于饱和操作,。电的- - - - - -飞机,从三极管饱和操作的转变发生在的膝盖我- - - - - -V曲线的斜率曲线趋于平缓。身体上,饱和操作开始时的纵向电场的大小通道drain-side门口边(表示)第一次超过临界磁场,,也有效地捏2度的平带量子阱。

随着电场()drain-side门继续增加边缘的位置第一次超过走向。在门口,我们表示的位置作为和电压。在该地区,电子排斥远离沃甘/氮化镓界面形成velocity-saturated空间电荷限制区域(SLZ或Z3)。这通常SLZ纵向延伸到大门边,延伸到衬底,因为当门排斥电子,这样循序渐进通道近似(GCA)失败和字段的大小随着距离的增加迅速,。

随着SLZ区长度的增加,减少的长度IFZ区在门口因为长度的总和是受限的。排水访问地区同时CDZ区长度的增加而增加减少DNZ带的长度,因为长度的总和等于gate-to-drain距离的限制。

渐进通道近似(GCA)很容易适应区域Z1, Z2, Z5。区Z3的GCA失败因为承运人轨迹并不像上面讨论一维。在区Z4, 2度,复业的电荷密度板2度不足以抵消固定极化单电荷和电子速度2度是有效饱和。

我们所知,这个电荷赤字区(或区Z4)是独一无二的沃甘/氮化镓场,但它可以控制设备操作/ RF循环的一部分。在区Z4, 2度是稳定的,但不完全填满。区Z4的长度大约是成正比的区别- - - - - -,但增加而直到当碰撞电离通道产生不可接受的设备终端击穿的影响。在氮化镓,击穿电场是关于两个数量级大于电场速度饱和的开始。因此,这个地区的最大长度成正比- - - - - -这对氮化镓是特别大。电子输入区Z4速度饱和和门地区的晶体管效应限制了电流几乎独立于当地电场,即使这两个数量级比甘,因为它可以在崩溃前发生在非常高。这种综合效应使区Z4部分耗尽,以便在固定门偏见,跨区域的电压下降Z4增加大约分成长度,调整本身逐渐减少从来,电子的field-dependent流动性足够高重建净库仑中立。大多数典型的射频周期,大部分滴在CDZ区。

3所示。广义为载体的电子速度场的关系

使用蒙特卡罗技术理论调查电子动力学已经确定速度场特征与氮化镓材料有关。最初这些理论模拟显示,电子漂移速度随外加电场而达到一个峰值,后逐渐降低饱和值在高电场(23]。增加掺杂浓度和温度的峰值减少(24]。一些v- - - - - -E在2度关系电子交通沃甘/氮化镓结构已报告(23,25]。然而,没有证据表明速度超调是明显的终端设备的特点,我们有考虑。事实上,一个平衡v- - - - - -E特征证明了足够准确的模拟实验结果,我们发现(1)准确地模拟了直流和射频电流流动实验沃甘/氮化镓场。

低场的过渡区域的曲率计算的轨迹地区是重要的直流电流电压关系的膝盖区域设备。我们发现,相同的v- - - - - -E模型(1)准确地模拟直流和大信号射频操作。因此,我们选择(1)速度场的关系,因为它的过渡光滑但可调。图3还比较了v- - - - - -E关系(1)两个区域之间的关系。

的v- - - - - -E我们采用显示为关系 我们定义 通常的纵向电场的负面,我们认为这是源电极距离的函数。在(2),是低场电子迁移率: 发病的临界电场是轨迹地区: 是渐近饱和速度,控制曲率的膝盖v- - - - - -E曲线。实验数据的分析,这个曲率参数已经变化区间,所以电子速度至关重要取决于以及。在我们的调查中,的值,,参数可以通过调整估计physical-based值,以便模拟终端电流-电压特征匹配的测量我- - - - - -VHFET的数据。

图3显示了如何控制曲率的膝盖(1)不改变低场和轨迹的地区v- - - - - -E模型。在大的极限,这v- - - - - -E分段线性曲线的方法v- - - - - -E模型。的选择,这v- - - - - -E曲线的方法具有相同参数的两个区域模型(15]。

我们估计饱和速度,低场流动,转变的速度来从直流和射频测量同时适合当我们使用速度场关系(1)。电子迁移率的初始值在低电场通常是决定测量霍尔迁移率的数据。这个值可能会略有不同的为了准确模拟测量我- - - - - -V数据线性地区在某些情况下,但并不显著不同大厅的价值观,并经常测量大厅价值发现产生优秀的结果。

4所示。夹断电压

沃甘/氮化镓HFET的导电通道形成的2度略低于沃甘阻挡层的接口上生长氮化镓层。这个2度自发形成的导电通道和压电极化效应在沃甘/氮化镓界面(26]。图2显示HFET的剖视图。这个2度通道的电荷密度板是由铝比例,沃甘层的厚度。单电荷密度可调制的沉积沃甘表面上的栅电极和电压这是应用于栅电极。当到处都非常消极,通道消失在门口,特别是,在源端边缘的门口,这决定了夹断电压沃甘/氮化镓HFET的。夹断电压传统 摩尔分数的函数铝的_米遗传算法_1−mN,但还依赖于有效的厚度沃甘障碍,肖特基势垒的高度,其电介电常数,其掺杂,以及传导带偏移量在沃甘/氮化镓界面和合并后的压电/自发极化单电荷。在(5)、介电常数和能带沃甘表示为(14] 肖特基势垒表示为 和乐队抵消是给定的表达式:

5。的物理区域

5.1。区Z1、源中性区或SNZ

区Z1 (Z5和区),当前的位置是由2度,但是对于稳态操作,不能依赖,所以 在哪里漏极电流,门的宽度,是基本费用,是当地的电子密度2度。在源地区的访问,是固定在来中和,(9)和(1)暗示 是恒定的对吗,在那里是在一个给定的常数的价值吗和是一种方便的比例因子对于一个给定的HFET。

电场Z5通常发生漏极附近的区域,其他HFET的中立区。固定长度的区域Z1相比,区域Z5的长度是状态依赖。区Z5开始当横向场区Z4终于减弱,终止区Z4。在源和排水中性区,电子传递和是一样的设置漂移速度在这两个区域Z1, Z5。

5.2。区Z2,内在的场效应晶体管区,或IFZ

源端门口边,电子区Z1并输入区Z2离开。在区Z1,电压上沃甘表面的电压2度的沃甘/氮化镓界面。然而,在区Z2,栅电极表面电压。

甘氨胆酸按照,我们对待这门地区作为一个MIS电容器和写电子板密度: 的有效的栅电压gate-channel电容,有效和有效厚度的阿尔遗传算法N阻挡层。

电子带Z2移向外流,因为增加而在英吉利海峡,但这种漂移不能坚持过去的地方已经上升到超过。在三极管操作中,通道填充整个门地区。甘氨胆酸后,我们用(11)(9)和使用(2)改变变量的集成来我们发现在三极管,这样操作 在哪里是物理门长度,是电压源端门口边,是电压在三极管drain-side门的边缘操作,然后呢和排水的长度是访问和区Z4。

如果而,那么设备处于三极管模式;如果之前,那么设备处于饱和状态。在三极管操作中,区Z3不会影响参数因为它的厚度消失,零电压下降区,电场不会改变。在饱和区Z3因为具有重要意义当。

在饱和操作中,和仍然定义drain-side门口边,但(12)是无效的,因为纵向电场超过在退出前这门区域和。在这种情况下,区Z2小于的长度,我们写 在哪里 终端特征从三极管模式过渡到饱和模式发生在漏极电流足够高和在门口边。这是由使用(14的上限)(12)和解决 为。

5.3。区Z3、空间电荷限制区域或SLZ

SLZ区只发生在设备进入饱和。我们近似一维泊松方程: 在哪里和都随。与二维有限元模拟表明该产品几乎是常数: 这样我们可以定义平均电场导数: 一旦收益率将泊松方程 和第二个集成收益率 我们可以包括区和Z4在所有五个区域每个区域的电压增量。

在三极管模式中,我们可以定义在相同的金额。reexpress这个结果作为控制电流源对于给定和,我们反求和()迭代找到对应于一个给定的。

5.4。区Z4,赤字区,或CDZ

区Z4发生在两个三极管和饱和模式时所定义的(3)。因为表面电压区Z4不是由栅电极夹紧,它上升通道的潜力和一维泊松方程, 可以用来获得吗 假设和。电压和电场连续性条件导致以下两个方程:

5.5。Z5区,流失中性区,或DNZ

Z5区域内,名义电子物理学是相同的,在区Z1但区长度动态变化和满足不同的边界条件。区Z1,总负责中立盛行区Z5和当前所描述的是(9)和(10),所以区Z5的横向电场是常数,恰逢在区Z1 Es。前区Z4,但电场不断从大小不等来。在Z5区,电子传递模型相似区域Z1, Z5 SNZ,但带的长度动态变化。区域Z4和不同区域的横向电场Z5开始横向电场时带在区Z1 Z4降低其价值。

它可能会制造一个HFET足够短排水访问地区和偏见在足够高的漏极电压耗尽整个排水访问地区,但是我们没有观察到任何设备我们已经考虑。目前,我们对这种可能性的错误条件。

上述基于物理紧凑HFET模型已经写在Verilog-A MWO语言和实现。图的流程图4介绍了计算漏极电流的过程。模型验证了通过对比模拟和测量直流和大信号射频HFET s波段放大器的性能。模型中使用的参数是列在表中1。

注意模型需要二十(20)输入参数,比八十年(80年)符合传统equivalent-circuit-based模型所需参数。输入参数包括物理尺寸、掺杂和厚度水平,等等,而不是从参数等效电路元素值确定提取过程。新模型,因此,更容易定义比传统晶体管等效电路模型。

6。模拟微波办公室

校准模型,比较了模拟与测量数据对沃甘/氮化镓0.8场μ门的长度和400μ门的宽度。曲率参数在v- - - - - -E关系调整为这个设备是1.45。极化电荷密度板e12汽油是7.1厘米⁻²。

6.1。由MWO直流电流-电压曲线模拟

模型在商业电路模拟器实现微波办公室心田;开发的公司。与实验测量的结果进行比较。8μm HFET。图5显示了良好的模拟结果和测量数据之间的协议。

源和漏访问区域,区域Z1 Z5,引入一个外在内在HFET阻力,并将影响场的性能。之前它已经表明,在大电流操作和大信号射频驱动器,这些抗性成为非线性空间电荷限制(sci)当前交通状况接近[20.]。源和漏电阻成为非线性和增加通道电流。效果是最明显的来源地区自源的电压降区域减去直接从应用的访问和限制大大HFET的漏极电流增加到。降排水访问地区降低的斜率在线性区域,增加排水达到所需的偏见。在功率微波应用程序中,使用一个常量阻力通常会高估左上角的漏极电流限制的动态载重线和输出功率。从(10)和长度源访问的地区,我们发现 在哪里上的电压降是SNZ区。排水访问地区同样可以治疗但Z5区Z4和必须考虑的。图6给出了非线性电源电阻高坛电导电流的函数与访问来源地区为1.2μm。β的值是2,1.5,和1.2,分别。

6.2。权力由MWO性能模拟

沃甘/氮化镓HFET功率放大器是模拟使用单频功率扫描。放大器是偏见的排水偏见在B类和经营的基本频率GHz。三次谐波仿真和相应的三对谐波阻抗为输入和输出双方调整以适应实验测量。在最初的模拟中,我们没有考虑设备的电抗分量,谐波阻抗的调优,我们也排除了电抗的影响。图7显示了模拟大信号射频性能测量数据相比,包括输出功率、功率增益,PAE。图的插图7显示结果不考虑信道分解的影响。如插图所示,我们看到,当输入功率增加到13 dBm,越来越差异模拟和测量射频性能,PAE最为明显,随着输入功率的增加而增加,PAE变得不可接受高于测量PAE,由于发病通道故障的实验装置。忽视击穿效应导致模型大大高估了PAE大型射频驱动条件下。当drain-to-source击穿效应被认为是,结果很同意输入功率的测量数据从−8 dbM 20 dbM。

很明显,如图7、通道故障对于理解大信号射频性能至关重要,尤其是maximum-power-added微波功率放大器的效率。对于终端电压足够大,,发生碰撞电离的导电通道HFET的雪崩生成当前反对进一步增加。如果设备内的温度上升和有限控制,通道故障是可逆的射频周期和设备不受损。射频破裂,事实上,一种基本现象,限制了这些设备的射频性能在高功率下操作。分解在沃甘/氮化镓晶体管出现在比砷化镓mesfet更加渐进的方式。即发生雪崩电离与生成的电子导电通道添加到通道电流,从而创建一个逐渐增加在当前频道自电离只发生在RF周期的峰值电压周期当通道领域简要高于击穿电场。因为这只发生在一个短的RF循环,生成的电荷发生的脉冲,这限制了ionization-generated电流增加。门故障是主要射频击穿机制在传统的砷化镓mesfet [27),但一般不会发生在沃甘/氮化镓场。实验数据显示,门泄漏发生在沃甘/氮化镓场(28),但泄漏是由电子隧穿引起的栅电极和传导过程发生的表面积HFET门口和栅极之间。门泄漏影响HFET可靠性,介绍了瞬态效应,和其他解释29日]。

6.3。最大的PAE和击穿阻力

图8显示直流电流电压特性有或没有崩溃。表示,一旦发生故障,与漏极电压通道电流逐渐增加。

击穿电压的影响在大信号PAE图所示9。提高击穿电压通道将改善PAE。图10显示故障电阻的影响,定义为动态的斜率我- - - - - -V一旦发生故障特征。39 V的击穿电压,当输入功率低于12 dBm,击穿阻力并不显著影响PAE。在输入功率超过12 dBm, PAE增加而增加阻力。

6.4。最大PAE和负载电阻基本和二次谐波频率

的谐波阻抗匹配网络影响大信号输出。的影响在第一次和第二次谐波阻抗图所示11和12。

7所示。结论

一种新的基于物理紧凑模型沃甘/氮化镓场被开发出来。新模型是基于分离成各种导电通道区由物理操作原则支配着每个区。一套简化的半导体器件方程应用于每个区域和区域然后界面上的强迫区界面电场和潜在的连续性。通过这种方式,可以构造一个完整的模型设备。紧凑的模型适用于集成到现成的谐波平衡电路模拟器。模型已经在Verilog-A制定并集成到谐波平衡仿真器微波办公室提供的心田。然而,新的紧凑的模型可以用于任何现成的电路模拟器。

新模型允许设备的直流和射频性能的函数确定设备材料参数等设计参数的物理尺寸和各层的掺杂浓度,以及电荷传输特性。大约二十参数必须定义模型,但大多数这些由手册数据。新模型不需要参数提取过程通常用来确定equivalent-circuit-based模型。因此,新模型需要很少的努力来定义。

校准和验证了新模型与实验测量数据对比沃甘/氮化镓HFET放大器在s波段操作。优秀的模拟和测量直流和大信号射频数据之间的协议。

承认

这项工作是支持的ARO格兰特daa019 - 03 - 1 - 0148和由ONR格兰特n0014 - 05 - 0419。

引用

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