一个低功率阻抗透明接收机与线性增强技术对物联网的应用程序

文摘

一个低功率接收器与阻抗透明射频前端。通过使用4-path被动混合器和积极反馈LNA、基带阻抗剖面进一步转移到接收机的输入。而LO-defined输入匹配是由射频前端,提高整个接收机的线性链。此外,衍生品叠加技术是用来取消互补金属氧化物半导体放大器的失真。3 rd-order有源rc滤波器设计与current-efficient前馈补偿OTA。和digital-to-time转换器(DTC)协助fractional-N全数字锁相环与接收机(ADPLL)合作设计,满足物联网的需求。提出了接收器是在55纳米CMOS技术制作的2.3毫米的有效面积²和20兆瓦的电力消耗。测量结果表明,该接收机实现5.3 dB NF 78分贝增益从0.6到1 GHz, RX带外IIP3 + 8 dBm,带内IIP3−10 dBm, ADPLL达到−94 dBc / Hz带内PN和−120.5 dBc / Hz 1 MHz抵消。

1。介绍

需要低功耗和低成本的接收机不断扩张的便携式无线设备,无线传感器网络。因为巨大的市场潜力和设计挑战,窄带(NB)接收器最近成为工业和学术研究的焦点。现代无线协议被释放,如新兴NB-IoT [1和IEEE 802.11啊2),支持物联网应用程序。此外,NB-IoT一直作为未来的一个重要组成部分第五代(5克)移动通信3]。

最近的研究提出了不同的技术实现低功耗和低成本为物联网协议接收机。由于性能优越(NB恢复更好的噪声和线性度),多个窄带接收机用来覆盖整个乐队的操作。提供高问频率选择性,每个NB RX使用芯片外组件,从而增加整个地区和成本(4]。可重构接收机能够选择信号在宽波段操作。的一个共同挑战这些接收器带外干扰。学术研究都集中在使用被动混合器抑制带外的阻滞剂。mixer-first接收器有一个出色的线性度的代价大功耗和穷人LO-to-RF隔离(5]。其他人提出了减噪接收机实现非常低噪声图采用两条路径的downconversion增加硬件复杂度(6),但需要额外的校准提供精确的增益和相位匹配。

在这项工作中,一个阻抗透明的接收机架构提出了只使用一个downconversion路径。提出的可重构射频前端采用积极反馈放大器传输基带滤波器接收机的输入字符,可以减弱带外陷。通过使用被动混合器和反馈的阻抗映射LNA、LO-defined输入匹配的形成。为了进一步提高RX的线性,线性增强技术称为“衍生品叠加(7)”是受雇于CMOS放大器。

提出了一种低功率阻抗透明的接收器与线性增强技术。节中给出了系统架构的描述2;构件的设计部分所示3;测量结果中描述的部分4提供了和结论部分5。

2。系统描述

2.1。系统的接收机

基于物联网协议(8),总结了接收机的主要规格表1。低功耗和低成本是物联网应用程序的关键特性。和系统规范简要综述如下。

2.1.1。噪声图

接收机的灵敏度水平非常关键需求的通信系统,因为大多数其他规范定义基于它。NB-IoT应用程序有180 kHz传输带宽、灵敏度水平大约是109−dBm。的涵盖了所有可能的TBS 2.5 dB(传输块组)与QPSK调制和编码速率1/3。基于上述需求,接收机的噪声图可以表示为

是实现和生产利润。BW是赫兹传输带宽。假设是3 dB,它可以计算出NF = 6.94 dB。

2.1.2。非线性

对于RX非线性,有带内和带外IIP3需求。的带内IIP3 RX 1-dB压缩对应点(P1dB)。以来的最大输入电平NB-IoT接收器是−25 dBm, P1dB−25 dBm。所以带内IIP3−15.4分贝,比P1dB 9.6分贝更高。带外IIP3是由带外屏蔽参数。根据(8),干扰功率范围2−30 dBm (60 ~ 85 MHz频率偏移量从欲望信号),在信号功率6 dB以上参考灵敏度(109−dBm)。2.5 dB的IIP3估计信噪比如下(在哪里是信号的能力):

灵敏度要求的协议,LNA-first架构应该使用。与mixer-first接收机相比,采用添加有两个原因。

(1)LO-to-RF隔离可以提高通过添加LNA、最具挑战性的事情之一在mixer-first接收器。接收机的乐队在范围内允许的排放水平60 80−−dBm。例如,根据[9],LO mixer-first RX泄漏是−48 dBm没有校准的28 nm CMOS技术。

(2)提供一个获得在第一阶段是功率效率的方法来实现高灵敏度接收机。由于缺乏LNA、大量的电流烧毁基带互阻抗放大器(TIA) NF小于8分贝mixer-first接收机(5]。

由于窄带概要文件,1 / f噪声和直流偏置可以降低敏感度。一个被动混合器是用于对1 / f噪声的优越性。取消和直流偏置电路设计。

除此之外,很难实现高线性和低功率射频前端,特别是不要让芯片外设备(例如,看到,弯曲)。与传统方法相比使用被动混合器在放大器输出,该接收机进一步映射混合器RX输入阻抗的积极反馈放大器实现输入LO-defined阻抗匹配。RX的带内可能是一个问题的增量增益放大器。导数叠加技术是利用取消这种畸变放大器。

2.2。接收机体系结构

该接收机架构是一个合适的物联网解决方案应用程序如图1组成的一个阻抗透明接收机前端,一个3 rd-order有源rc滤波器,fractional-N频率合成器,SPI接口配置系统。当地频率发生器由除以2电路产生25%的频宽比LO的芯片上的全数字锁相环。一个DTC-assisted fractional-N ADPLL TDC是从事这项工作。自偏压CMOS逆变器是用来提供轨到轨摇摆的门被动混合器。相比与传统的频宽比50%,25%的频宽比LO计划(9)之间提供隔离及时我- - -问当前路径。因此,转换增益减小和增大后续NF预防。

2.3。接收机射频前端的噪声分析

接收机射频前端由一个LNA、同相两个单独的被动混合器和正交相位 ,和一个单刀过滤器作为TIA电流信号电压信号的变化。被动混合器4 nMOS晶体管,实现与放大器的输出。根据(10)的输出4-path被动混合器可以写成

的电流增益4-path被动混合器和傅里叶级数的系数。接收方转换增益和NF可以计算如下:

的跨导放大器。和分别是,放大器的输出阻抗和输出电流噪声。搅拌器开关导通电阻。和是TIA的反馈电阻。OTA噪声建模如图2。因为被动混合器交换机的热噪声是白噪声,所有部分的谐波罗将并入基带(第三部分所示5)。从这个方程,我们可以看到,LNA阶段降低噪声的贡献从搅拌器和TIA。

2.4。阻抗透明的概要文件

与传统建筑的使用被动混合器在放大器输出,高收入问过滤的被动混合器进一步转移到接收机的输入在我们提出的射频前端。所以它可以放松对放大器线性度的要求,实现NF相对较低。算出的线性阻抗透明如何影响RX,之前或之后添加一个过滤器的好处放大器进行了分析,如图3。

为了简化分析,只考虑放大器和混频器的非线性。过滤器有两个拒绝如图4,和对于不同的阻断剂和 。一个₁和一个₂代表两个阻滞剂的振幅。无记忆非线性系统,输入/输出特性可以建模为一个多项式(11]。

然后这个级联接收机输出的IM3阶段(放大器和混频器)如下:

和放大器的增益和混合阶段,分别。在一个情况下,过滤器后添加放大器。由此产生的IM3如下:

从(7),我们可以看到,阻断剂不减在放大器的输入。但混合器的IM3水平阶段明显减少,这有助于提高IM3水平几分贝。因此,RX IIP3受限于LNA阶段在这种情况下。通过添加过滤器在两种情况下,在基带IM3计算

在这种情况下,它可以表明IM3水平LNA阶段和搅拌器的阶段是衰减的。所以整个接收机的IIP3明显改善。如果拦截器IM3改善由于较小的电压摆幅 ,需要IIP3改进

如果拦截器1 10 dB和拦截器2是6 dB,瘦了3 dB, IIP3改进约为14.5分贝。

在我们提出的接收机前端,积极反馈放大器用于进一步4-path被动混合器的带通滤波特性映射到RX的输入,第二种情况一样的效果。所以它有一个合适的噪声和带外衰减之间的权衡在接收器链。

根据N路径过滤理论,滤波器的频率响应频率集中在瞧。由于被动混合器的互惠的特点,射频信号转换成基带。后由基带负载,这是转换回射频,LO频率传输负载响应。混频器的输入阻抗可以如下(计算开关导通电阻,是基带阻抗,等效电阻的谐波混合)[5]:

所以放大器负载阻抗可以证明是由放大器的输出阻抗和基带阻抗upconverted被动混合器。接收机的输入阶段是一个CMOS LNA shunt-shunt反馈(12]。负面的反馈,阻抗特性在基带可以映射到放大器输入

和分别反馈电阻和负载电阻的放大器。和是主要的跨导放大器晶体管和反馈晶体管,分别。被动混合器的输入阻抗,这有一个带通阻抗特征。因为积极反馈放大器的输入电阻成反比的放大器增益,使基带阻抗进一步转移到放大器输入。带内阻抗匹配到50欧姆,在LO输入阻抗匹配频率;因此带外的力量阻滞剂反映在RX输入。乐队的电压增益减少导致阻抗增加相反这意味着阻抗的形状是逆的形状在放大器的输出阻抗。模拟的参数和输入阻抗的前端使用稳态分析如图所示5。

3所示。构建块设计

3.1。采用多次

与mixer-first接收机相比,LNA-first体系结构具有更好的噪声和LO-to-RF隔离性能。和阻抗透明角色讨论的部分2。2。添加反馈缓冲放大器的输出和输入之间,用于进一步4-path被动混合器的带通滤波特性映射到放大器的输入。由于接收机噪声图由LNA、应该精心设计。根据(12),可以计算放大器的噪声图

有一个负项在上面的方程中,因此,噪声系数与自由度可以优化带来的积极反馈。布局寄生也显著影响NF。门的噪音抗性直接放大输出;低电阻的金属层应该用于门连接。

如图6与CMOS结构、主放大器用于LNA、从而增加2 x电流效率。互补金属氧化物半导体放大器也可以抵消的二阶非线性适当大小。线性化技术称为“衍生品叠加”(7,15)是用来改善放大器的线性度,因为它决定了整个RX的线性。第三个衍生品(g3)主要和辅助晶体管的漏极电流被添加到取消扭曲。因为g3的标志是不同的温和和强劲的反演区域,可以由适当的偏置零g3晶体管。辅助逆变器只包含weak-inversion晶体管,导致更小的功耗比常见的前馈技术。

3.2。过滤器

图7拟议中的3 rd-order巴特沃斯低通滤波器。滤波器由两个主要阶段。对于更高的线性,Tow-Thomas biquad过滤后安排一阶滤波器。可编程电阻器和电容器阵列设计调整和补偿过程变化。

前馈补偿放大器功耗已经低于miller-compensated放大器当达到相同的设计指数(16]。一个典型的两级前馈补偿放大器用于这项工作,如图8。进一步降低电力和地区,当地共模反馈电路。来满足需求的涟漪(< 0.2 dB), op1的GBW op2,和op3图6是400 MHz、200 MHz和200 MHz。

高增益过滤器,有必要消除输入直流偏置。直流偏置取消(DCOC)电路如图9。反馈电路将使滤波器表示高通特性以相对较低的频率。

3.3。ADPLL

基于屏蔽要求,射频前端和ADPLL之间的合作设计是必要的。1 MHz的LO相位噪声抵消应低于116−dBc / Hz 6 dB保证金。拦截器的相互混合的影响和白噪声引入信号频带。DTC-assisted部分-NADPLL是雇佣time-amplified TDC,如图10。TDC雇佣时间放大器(TA)实现高分辨率。DTC是使用阶段预测算法来减少TDC的探测范围。Δ∑DTC可以级联与DTC抑制刺激引起的DTC量化。自动控制算法和调速技术有助于减少锁定时间不到20人。

TDC和DCO是最传统ADPLL能耗街区,所以一些技术用于低功耗的这些部分。首先,TDC快照是利用降低采样率从CKV CKVS (= FREF)和DTC可以减少TDC探测范围,有助于突出的功率降低。其次,低供给结构DCO设计这项工作,消耗了900年华盛顿大学在1.5 - -2.05 GHz。TA-TDC旨在实现高量化改进带内相位噪声。DCO后跟一个inductor-less 2倍分频器提供一个合理的输入频率相位数字化电路。分频器生成4个90°行距的阶段。

4所示。测量结果

这个芯片是在中芯国际55纳米制作1 p7m CMOS技术。图11显示了接收机的模具照片。核心芯片的面积是2.3毫米×1毫米,和ADPLL占据1毫米×1.2毫米由于电感DCO。

如图12带内相位噪声是95−dBc / Hz和带外相位噪声是120−dBc / Hz 1 MHz频率偏移,可满足NB-IoT协议的要求(8]。rms抖动是大约1.1 ps集成从1千赫至10 MHz。的整体功耗ADPLL大约是4兆瓦。

接收机的测量S11不同频率如图13。使用SPI ADPLL成立LO频率,分别为(1.2 GHz / 1.4 GHz / 1.6 GHz / 1.8 GHz / 2 GHz)。然后瞧电力预计5 dBm。和接收到的信号FLO−100 MHzFLO + 100 MHz。这表明S11 <−10 dB / 0.6 - -0.9 GHz射频范围。匹配点与LO频率可调,形成了一个窄带匹配字符,可以提高接收机的线性。

图14显示的是测量接收机的基带噪声图。我们测量最小噪声图5.3 dB 1 MHz的LO 900 MHz的频率。模拟和测量NF有很好的一致性。模拟结果是约1 dB低于测量。NF差异主要是由于布局寄生可以降低跨导放大器和噪声模型的不准确的模拟。

OB-IIP3测量在900 MHz的频率。两个阻滞剂−25 dBm输入功率注入。IIP3测量在不同的频率偏移量。图15显示了OB-IIP3的测试结果。结果表明,由于阻抗的影响映射,与偏移频率的增加,IIP3增加。线性的最高点是主要的导通电阻的限制混频器的线性放大器。的斜率线性的变化主要是受限于在TIA电容的大小。带内IIP3约10−dBm,和带外IIP3 + 8 dBm 60 MHz偏移量。

OB-IIP2测量在LO频率900 MHz IIP3测试方法。两个阻滞剂−25 dBm输入功率注入。和两个阻滞剂相距1 MHz, LO频率的偏移。图16显示了IIP2的测试结果。这表明,由于阻抗的影响映射,与偏移频率的增加,IIP2增加。的带外IIP2大于+ 39 dBm没有校准。这IIP2混合器是有限的不匹配和第二增益的非线性阶段。由于CMOS LNA架构用于这项工作、提高IIP2提出接收机。这个阻抗透明接收机的测量结果总结表2比较之前的艺术。提出的低功率RX架构有一个合适的噪声图和线性为物联网应用程序显示了良好的带外拦截器宽容。

5。结论

低功率阻抗透明接收机提出了物联网的应用程序。可重构与可调通道过滤和窄带接收机输入匹配在RX输入。被动混合器和主动反馈放大器用于接收机进一步映射基带射频输入阻抗。3 rd-order有源rc滤波器接收机中采用满足物联网的需求。过滤器达到一个相对低功率使用current-efficient前馈补偿OTA。数字控制的电阻和电容阵列是灵活的增益和带宽调优。DTC-assisted部分-NADPLL是雇佣time-amplified TDC。利用拦截器过滤和导数叠加技术,5.3 dB的提议RX达到NF + 8 dBm OB-IIP3而消费16兆瓦。的ADPLL带内相位噪声是95−dBc / Hz和带外相位噪声是120−dBc / Hz 1 MHz频率偏移,而消费4兆瓦。该接收机架构可用于低功率物联网应用程序,例如IEEE 802.11啊,NB-IoT。

的利益冲突

作者宣称没有利益冲突有关的出版。

确认

这项工作是由中国国家自然科学基金(61574045和61574045号),国家科技重大项目(没有。2016 zx03001012 - 003)和国家高技术研究发展计划(2015年aa016601 - 005)。

引用

1. r . Ratasuk b Vejlgaard: Mangalvedhe, a . Ghosh“NB-IoT M2M通信系统”学报2016年IEEE无线通信和网络会议,WCNC 2016,2016年4月。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
2. m .公园”,IEEE 802.11啊:Sub-1-GHz license-exempt物联网操作,“IEEE通讯杂志,53卷,不。9日,第151 - 145页,2015年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
3. j。梅兰妮Bardyn, t, o .卖方,n . Sornin”物联网:现在LPWAN的时代开始,”《第42欧洲固态电路会议,ESSCIRC 20162016年9月,页25 - 30,。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
4. h . Hedayati W.-F。答:刘:金、诉Aparin和k . Entesari“1.8 dB NF blocker-filtering噪音消除宽带接收机与共享TIA在40纳米CMOS,”IEEE固态电路杂志》上,50卷,不。5,1148 - 1164年,2015页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
5. c·安德鲁斯和A·c·Molnar被动mixer-first接收机与数控和广泛可调射频接口,“IEEE固态电路杂志》上,45卷,不。12日,第2708 - 2696页,2010年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
6. d·墨菲,A .哈菲兹·A . Mirzaei et al .,“blocker-tolerant宽带减噪接收器2分贝噪音图,”第59届国际固态电路研讨会论文集(globalfoundries 12)75年,页74 - 2012年2月旧金山,加州,美国。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
7. 诉Aparin和l·e·拉尔森”修改导数叠加方法线性化场效应晶体管低噪声放大器、”IEEE微波理论和技术,53卷,不。2、571 - 580年,2005页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
8. 技术报告BS和问题无线电发射和接受(13)发布,文件TS 36.802, 3 gpp。
9. s . c . Blaakmeer e . a . m . Klumperink d . m . w . Leenaerts和b . Nauta“漂白定影,宽带balun-LNA-I / Q-mixer拓扑中,“IEEE固态电路杂志》上,43卷,不。12日,第2715 - 2706页,2008年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
10. a . Mirzaei h . Darabi j . c . Leete y . Chang,“分析和优化的直接变频接收机频宽比为25% current-driven被动混合器,”IEEE电路和系统I:普通文件卷,57号9日,第2366 - 2353页,2010年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索|MathSciNet
11. r .之列,射频微电子,卷2,Prentice Hall,新泽西,美国,1998年。
12. j . Borremans p . Wambacq c . Soens y Rolain,和m . Kuijk“低压区积极反馈扩展数字CMOS低噪声放大器设计”IEEE固态电路杂志》上,43卷,不。11日,第2433 - 2422页,2008年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
13. 赵z的歌,x, x,问:刘,z, b .太极,“Digital-Polar发射机的低功耗NB-IoT收发器180 nm CMOS,”IEEE电路和系统I:普通文件,卷64,不。9日,第2581 - 2569页,2017年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
14. j·金姆和j . Silva-Martinez”,低功耗,低成本的CMOS直接变频接收机前端对于多重标准的应用程序,“IEEE固态电路杂志》上,48卷,不。9日,第2103 - 2090页,2013年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
15. y s .只要j . h . Chang k . j . Koh y . j . Lee和k h . Yu”2 ghz 0.25 16 dbm IIP3低噪声放大器μ在m CMOS技术。《IEEE国际固态电路会议507年,页452 -旧金山,加州,美国。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
16. n . Krishnapura A Agrawal, s·辛格“high-IIP3三阶椭圆滤波器与current-efficient feedforward-compensated放大器,”IEEE电路和系统II:表达内裤,卷。58岁的没有。4、205 - 209年,2011页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索

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