小说Quadrature-Tracking解调器LTE-A应用程序

文摘

这项工作发展一种先进quadrature-tracking解调技术前后一致地解调的正交频分复用(OFDM)信号LTE-A系统。克服传统的事实正交相干解调器花极其敏感系统的失衡,尤其是一个OFDM系统,提出体系结构使用一种新颖的正交锁相环(QPLL)同时跟踪阶段(我步)和交期(问接收信号的规律)。实现这种先进quadrature-tracking解调器使用0.18台积电μm CMOS技术和混合电路。实验结果表明,发达quadrature-tracking解调器,运营在2.1 ~ 2.5 GHz,能有效解调18 Mbps LTE-A信号,即使有15度正交不平衡。

1。介绍

大多数无线通信系统采用相干解调,主要是因为相干解调的质量是更好的比非相干解调1]。传统的相干解调器花是基于射频正交解调器。但RF连贯的电路通常是复杂的,耗电(2]。简化接收机的电路、各种锁相环(PLL)的相干解调器花采用无线通信系统。最知名PLL-based相干解调器的科斯塔斯架构(1,3- - - - - -5]。如图1,这个体系结构使用一个锁相环有两个反馈回路。这两个反馈回路同步解调(我步)信号和正交相位(问分别步)信号。解调信号相结合,然后调整压控振荡器(VCO)跟踪载波信号的频率。然而,传统的正交解调器和Costas-coherent解调器面临射频信号的正交不平衡的问题。射频信号的正交失衡源于正交发射机和正交接收机。之前的调查显示,轻微的2.5度正交不平衡值将大大降低OFDM信号的解调质量,这是广泛用于LTE-A系统(6,7]。虽然传统Costas-coherent解调器解调有两个反馈回路,single-VCO设计防止跟踪多个接收信号的相位。

我们(8)之前提出了另一种连贯的极地解调器没有正交接收机的失衡问题。提出了图2,接收到的信号分为两个路径。其中一个路径使用injection-locked振荡器(ILO)提取相位调制载波信号和相位信息。提取的相位调制载波与接收到的信号混合后的另一条路径。混合消掉了这两个输入信号的相位信息,然后信封信息接收的信号是出口。基带处理器然后恢复基带信号解调相位和信封信息。然而,交不平衡所引起的射频发射机仍在接收到的信号。

为了克服交不平衡问题,一些作品直接削减或调整射频电路(9]。然而,这些都是不切实际的。另一个解决方案是基于数字信号处理(DSP)技术。(10]和[11)分别使用控制信号和一个特殊的语调训练DSP在接收机找出正确,然后交不平衡。(9,12)利用自适应算法来估计正交误差,然后补偿解调信号。虽然这些自适应算法理论上可以减少正交失衡小于1度,他们花费很长的计算时间约为10⁵迭代。加快跟踪过程,这项工作提出了一个新颖的quadrature-tracking解调器可以实时跟踪正交误差。

2。Quadrature-Tracking解调器

消除传统相干解调的极端敏感性正交相位不平衡,这项工作提出了一种新的正交锁相环(QPLL)的相干解调。如图3(一个),提出QPLL与channel-preset主要基于两个相同的锁相环频率合成器。与传统Costas-coherent解调器使用单端VCO, QPLL-based解调器利用一种新型正交压控振荡器(QVCO)。提出了图3 (b),QVCO是由交叉耦合两个相同的微分配装。优化港口的这两个配装是相互独立的,而不是连接。一个执行我步跟踪QPLL而另一执行问步跟踪。解调的初始条件下,两个优化港口QVCO的做空让QPLL充当一个锁相环锁定接收信号的载波频率。自mixer-based阶段的有效探测距离探测器受到±90度(13),如图4,一个额外的channel-preset频率合成器是必需的。额外的频率合成器使用一个全数字相位频率检测器(PFD)探测到一个大阶段±360度的方差。因此,QPLL可以跟踪两个接收信号的频率和相位。接收信号的频率锁定后,channel-preset频率合成器被关闭以节约电能和两个VCO调优端口断开,呈现在图5。然后QPLL可以实时跟踪和解调我步和问步接收的信号。根据锁相环理论,一个PLL-based解调变弱循环内的解调信号带宽的锁相环13]。因此,尤其适合OFDM系统提出的体系结构,因为DC-subcarrier OFDM信号,如图6,不是用于LTE-A系统,降低直流偏置问题[14]。因此,拟议中的先进QPLL-based解调技术可以连贯地解调OFDM信号不衰减如果锁相环的环路带宽的子载波小于设计空间。

3所示。系统分析

分析提出quadrature-tracking解调器在时域,接收到的信号被认为是 在哪里和表示基带信号频率误差;和阶段的错误吗我步信号,问步信号,分别。down-mixing后,节点的信号一个和B电路中,显示在图5是派生 在哪里 是我步和步发射机和接收机之间的相位误差。由于锁相环的环路带宽必须比子载波OFDM信号的空间狭窄,节点的信号C和D在图的电路5是派生 根据锁相环理论,使负反馈机制 , ,和等于零。在这些条件下,QPLL-based解调器锁都接收到的射频信号的频率和相位。

提取从QPLL-based解调器解调的基带信号,两个额外的低通滤波器的输出阶段使用探测器。滤波器的截止频率必须超过顶部的基带信号的频带。在节点的信号E和F,如图5是派生 自 , ,和为0时,锁相环锁接收信号的频率和相位,解调步信号,步信号被发现 方程(6)表明,小说解调器可以有效解调接收信号不失真,原本应由quadrature-imbalance引起的。

进一步分析了解调器的频率响应,频域线性模型,呈现在图7。和代表环路滤波器的频率响应。和代表QVCO和mixer-based阶段的敏感探测器,分别。代表QVCO的相位噪声。 代表了我步和问步的接收信号,分别和正交相位误差。和分别表示解调信号的阶段,并给出了 在哪里 QPLL的误差传递函数, 根据最终的价值理论,正交输出错误和当正交相位误差为零和是常数(15]。在这种情况下,方程式。(8),可以简化 图8阴谋的频率响应 ,在哪里代表了QPLL和环路带宽滤波器的截止频率。的应该设计成窄比副载波频率差距,防止变形。应该等于系统的信道带宽,使通道选择。光谱的OFDM分载体最终再和解调器的频率响应图8,建议的体系结构可以连贯地解调接收到的OFDM信号无失真。此外,相位噪声从QVCO可以有效地抑制的解调环路带宽 ,了。

数据9(一个)和9 (b)介绍了系统级仿真结果传统的正交解调器解调谱和提出的正交跟踪解调,分别。在仿真中,将OFDM调制类型64分载体最终再。这些结果表明,传统的正交解调器解调谱明显退化为正交失衡增加从0度到15度。在同等条件下,提出了正交解调谱的跟踪解调显示了一个非常轻微下降。

4所示。实验结果

提出了解调器的QVCO实施使用0.18台积电μCMOS技术。图10 ()显示了CMOS QVCO的电路设计。一般来说,与内部NMOS VCO cross-coupled对更广泛的工作范围,但贫穷的相位噪声性能比与内部PMOS cross-coupled双(18]。基于相位噪声性能和操作的考虑范围内,使用内部cross-coupled一对互补。实现正交输出、外部之间的交叉耦合两个相同的微分需要配装因此四个额外的NMOS被设计成平行于原始NMOS cross-coupled一对。然后输出两个相同的微分配装cross-couple彼此通过额外的nmos的大门。这些内部和外部的配装力四个输出信号的耦合相互正交。自从QPLL必须分别跟踪我步和问接收信号的规律,QVCO设计有两个优化港口,呈现在图10 ()。这个体系结构允许的正交QVCO稍微调整使用两个独立的调优港口。

图10 (b)显示了实现CMOS QVCO芯片。测量功耗小于8.9 mW。的操作范围和输出功率CMOS QVCO测量并呈现在图(11日)。CMOS QVCO可以操作从2.1到2.5 GHz左右的平均输出功率2 dBm,足够高的车被动double-balance搅拌机阶段检测。的测量输出功率QVCO也表现出很好的平坦的比2 dB /宽的操作范围。图11 (b)阴谋CMOS QVCO的相位噪声测量。相位噪声低于113−dBc /赫兹和137−dBc / Hz 1 MHz和10 MHz频率偏移,分别。表1展示了2.4 GHz CMOS QVCOs之间的性能比较,图的优点(FoM)是由(19] 比较表明,实现QVCO达到一个最低相位噪声和能耗,从而导致一个更好的FoM /其他QVCOs。

拟议中的quadrature-tracking解调实现设计CMOS QVCO,呈现在图12。解调器channel-preset频率合成器的实现使用一个消费者IC PE3336,由外来的。相位探测器从Mini-Circuits ZX05-C42 S +模型。滤波器是slp - 10.7 +模型,从Mini-Circuits也,有一个3 dB 14 MHz带宽。的环路带宽QPLL被设计成10 kHz。收到LTE-A信号的接收机使用生成Keysight MXA矢量信号发生器(VSG) Keysight信号工作室。LTE-A信号的数据速率将18 Mbps。子载波的空间设置为156.25 kHz,大大超过了10 kHz QPLL环路带宽。

数据(13日)和13 (b)介绍了解调我步和问分别步波形。确认quadrature-tracking实现解调器的性能,的quadrature-imbalance LTE-A信号中手动调整信号工作室。随着quadrature-imbalance从0度到15度,增加了我步和问步波形退化稍微透露,quadrature-tracking解调器可以有效地实现解调LTE-A信号即使信号有15°quadrature-imbalance。

图14显示测量信号噪声和失真率(SINAD)实现解调器退化的函数正交不平衡。比较著名的信号噪声比(信噪比),SINAD进一步考虑了噪声和失真的结合效果。因此,SINAD通常是用来评估射频接收机的性能(20.]。SINAD被定义为 在哪里 , , ,和代表理想的力量信号,扭曲的信号,噪声,分别和扭曲。测量结果表明,SINAD稍微降低为正交失衡增加从0度到15度。交不平衡是15度,实现的SINAD quadrature-tracking解调器约为18.761 dB为大多数无线通信应用程序是可以接受的。

5。结论

在这项工作中,小说正交跟踪解调LTE-A应用实施。2.1 ~ 2.5 GHz QPLL-based解调器18 Mbps LTE-A能有效解调信号的quadrature-imbalance 15度。这种不寻常的quadrature-tracking才能使小说解调器适合LTE-A系统或更先进的通信系统。

的利益冲突

作者宣称没有利益冲突有关的出版

确认

作者要感谢科技部(101 - 2221 - e - 327 - 029)提供研究经费。作者还要感谢国家芯片实现中心,新竹,台湾,提供互补金属氧化物半导体代工服务。

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20. 维基百科的贡献者,“SINAD”,维基百科,免费的百科全书,可用:https://en.wikipedia.org/wiki/SINAD。

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