数字预失真Ultra-Broadband mmWave Tx有限的功率放大器/反馈回路/基带带宽

文摘

一种新颖的数字预失真(DPD)技术提出了线性化ultra-broadband毫米波(mmWave)功率放大器(PAs)只有采用Tx非常有限的带宽资源,反馈回路(神奇动物),基带(BB)。与传统的方法相比,该方法将全面降低整个系统的带宽要求,这将使mmWave不是线性化可负担得起的。验证提出的想法,一个4-carrier 320 MHz调制信号是用来激发mmWave PA 41 GHz的中心频率。实验结果证明,该方法可以有效地实现PA线性化非常狭窄Tx / FB / BB的带宽,而在很大程度上扩展了DPD即将到来的5 g时代的能力。

1。介绍

第五代(5克)通信系统已逐渐吸引了来自学术界和工业界越来越多的关注。由于宽带频谱资源是需要支持10 Gbps的终极目标1],毫米波频段(mmWave)是其中一个最有前途的候选人5 g频率计划,如图1(一)。许多国家已经逐渐释放的草稿mmWave频带分配约28 GHz 40 GHz (2]。为了充分利用mmWave技术的优势,ultra-broadband调制信号,例如,500 MHz,将用来实现高速传输。然而,这一改变将射频电路设计一个巨大的负担,特别是线性化的ultra-broadband mmWave功率放大器(PAs)。

通常,不需要工作在非线性区域实现效率高,这将招致不仅带内失真,而且还带外(OOB)频谱再生3]。为了克服这个问题,数字预失真(DPD)已广泛成为现代无线发射机的关键块(4),如图1 (b)。这个模块可以有效地消除非线性失真具有很高的准确性,但低成本。DPD技术的发展,近年来提出了许多有效的模型(5),如动态偏差减低沃尔泰拉级数模型(DDR) [6),分解向量rotation-based模型(DVR) [7,8),记忆多项式模型(MP) (9),和广义记忆多项式模型(GMP) (10]。通常,在基带(BB)处理,DPD特征将由非线性建模操作符,通常占据多次输入带宽。例如,5阶非线性算子将占领x输入带宽。因此,发射机的带宽链(Tx)应该足够宽的支持等x输入带宽。此外,为了实现准确模型提取、PA输出的带宽也会保持x输入带宽来捕获所有主要的非线性失真的反馈回路(FB) [11]。因此,在窄带情况下,这些带宽要求Tx / FB / BB是负担得起的和DPD系统工作良好,已被广泛部署。

然而,mmWave时代到来,调制带宽的迅速增加,如图5 g无线系统1(一)。突然,DPD系统面临巨大的带宽限制,如图1 (b)。系统不仅需要Tx和反馈回路带宽较宽,但也基带处理单元,如FPGA,还需要高带宽处理高速数据。很明显,是不划算的对于mmWave场景直接采用传统的方法。

在这篇文章中,这三个带宽限制的一个全面的解决方案将提出进一步扩展DPD的mmWave不是线性化的能力。该技术只使用有限的Tx / FB / BB带宽,也就是说, 原始输入带宽,但可以达到类似的线性化性能。此外,这种技术将由一个验证mmWave PA集中在41 GHz,兴奋与320 MHz带宽调制信号。

剩下的纸是组织如下。节2DPD系统与减少Tx / FB / BB带宽将讨论。然后,将提出一个新颖的解决方案和详细解释3。实验结果为ultra-broadband场景提供了部分4,其次是部分的结论5。

2。DPD系统带宽需求

在公司系统中,带宽需求通常包括三个部分:FB, Tx和BB (12]。在本节中,我们将提供一个详细的分析这些需求。

2.1。传统的DPD系统

一般来说,在传统DPD系统中,DPD的基带带宽模块将需要至少5次输入信号带宽充分产生足够的为满意的线性化非线性组件性能(11),如图2(一个)。这是因为对信号的主要部分将包括组件从最基本的一个5阶。在这里,500 MHz调制信号为例。因此,将需要至少2500 MHz带宽对输入信号的一代。这将一个巨大的负担基带带宽,自从基带通常是由数字电路实现,如FPGA。

之后,将涉及宽带Tx,数模转换器(dac)应该能够支持这样宽的带宽。通常情况下,由于过滤碾轧的因素,采样率(Fs) dac将略高于带宽值。在这里,我们将碾轧因子设置为0.28,和I / Q基带信号的采样率应3200议员,相应的行动。其余的射频组件也应该支持这样的带宽保持信号正常传输。

同样,在FB,由于频谱再生产生的PA,应该捕获足够的非线性失真正确描述输出信号。像对信号,输出x输入将被认为是足够的带宽模型提取。同时,模拟数字转换器(adc)应该能够捕获输出的带宽。表中列出的细节1(我)。从这个表,可以看出Tx / FB / BB为5 g场景将面临巨大的挑战;即带宽要求太高了。

2.2。DPD系统减少了反馈回路带宽

缓解带宽压力,许多研究人员已经开始关注反馈环路的带宽减少(13- - - - - -21),如图2 (b)。关等。13)提出了一种最小带宽有限squares-based模型提取方法减少反馈回路带宽。马等。14)提出了一种宽带DPD技术运用限带反馈信号的频谱外推。刘等人。15,16)提出了一个通用DPD架构使用限制带宽的宽带不反馈。道等人在17)提出了一种基于随机解调降低采样率的方法。王等人在18,19)提出了一个新颖的方法使用低反馈采样率获取DPD系数,这是一样的和高采样率的计算。黄等人在20.)提出了DPD函数通过使用undersampled反馈信号合成方法。王等人。21)提出了一种低反馈采样率数字预失真线性化技术由40 MHz PA兴奋信号采样率只有2.5议员反馈。这些方法的帮助下,反馈环路的带宽要求明显减少了。

成功的降低带宽在facebook上有自己的理由。因为反馈回路的目的只是提取正确的DPD系数,它提供了利用undersampled反馈信号的可能性。从图2 (b)可以看出,FB带宽可以减少不同的方案,而其余部分DPD操作将保持不变。在这个场景中,如果500 MHz调制信号再次作为一个例子,FB带宽可以下降到小于原来的输入信号,但其他部分的带宽仍将非常广泛。细节可以在表中找到1(二)。

2.3。DPD系统减少Tx / FB带宽

正如上面提到的,即使不同的方法进行,以减少带宽需求反馈回路,Tx带宽仍将非常广泛。原因是对输入信号的带宽决定了线性化的带宽。换句话说,如果失真的补偿需要在规定的范围内,对输入信号的带宽范围预计将提供。从这个角度来看,对信号应该至少占领输入带宽实现full-band线性化。因此,它可能无法降低Tx带宽要求不改变公司结构。

最近,带宽有限公司解决方案(22,23)提出了解决问题的Tx的带宽/ FB,因此线性化的输入带宽就足够了。这是因为这种方法采用不同的DPD架构通过引入一个带通滤波器后如图2 (c)。值得一提的是,这个过滤器可以集成与巴勒斯坦权力机构的设计。基于这种结构,变形可以分为两个部分:滤波器带宽和内滤波器的带宽。前者可以删除对输入信号,而后者可以通过过滤器被消除。自失真补偿降低带宽,对输入信号的带宽也可以减少。因此,Tx带宽可以缩小到只支持滤波器带宽。此外,由于过滤操作,反馈回路带宽也可以减少到同一水平。因此,这种方法可以实现带宽减少Tx和FB。在这里,我们采取同样的例子。如果输入信号是一个500 MHz信号带宽要求Tx和神奇动物只会 输入带宽,即500 - 1000 MHz。已经列在表的详细信息1(iii)。在这张桌子上,这种方法仍然需要高基带带宽DPD生成和提取模型。

2.4。DPD系统减少基带带宽

正如上面所讨论的,基带也需要高带宽正确生成对无混叠信号。可能是负担得起的传统系统但将成为一个巨大的负担ultra-broadband mmWave场景。

为了更好的理解,让我们看一看DPD的结构模型。如图3正确地生成高阶非线性组件,基带带宽应该upsampled多次输入带宽首先避免混叠进行进一步操作(6- - - - - -10]。在这里,我们把沃尔泰拉级数为基础模型(24作为一个例子。5阶沃尔泰拉的内核,它会占据2500 MHz带宽,也就是说,3200名议员,如果碾轧因素考虑在内。因此,应制定适当的技术解决这个问题在基带如图2 (d)。

总之,通过分析在这一节中,带宽需求可以概括在表1。从这个表中,随着带宽的增加,成本DPD系统逐渐变得难以承受。特别是,承诺5 g mmWave频率分配,宽带调制信号,例如,500 MHz,将是一个基本需求。因此,小说DPD架构应该开发。

3所示。提出了DPD

在本节中,一本小说DPD系统将提出应对Tx / FB / BB带宽限制在一起。

3.1。提出了DPD模型推导

如前一节所述,应采用非线性模型正确描述PA的行为,也形成了DPD函数。在非线性模型,有很多非线性算子,如5阶算子,它将消耗巨大的基带带宽。特别是,ultra-broadband mmWave场景中,形势变得强烈。

要解决这个难题,让我们反思。分解分段技术(25)替代高阶经营者由几个低阶符。因此,如果我们雇佣一组线性分段段描述PA非线性特征和构建DPD功能,需要引入的非线性可以分段段和每段的操作将线性的。因此,不需要高基带带宽。

这个操作可以表示为 在哪里是对信号,是分解输入信号,每段是由线性算子加权的吗 。

进一步减少Tx的带宽需求和facebook,在该方法中,我们只关注的线性化带内失真和附近的OOB失真。然后,我们应该将过滤操作嵌入分段操作在低基带带宽。

因此,我们提出一个新颖的方法,如图4。首先,原始输入信号将并行处理: 在哪里和代表两个平行的信号和“”功能将使用在操作记忆效应。这是因为爸爸的记忆效应的描述将通常需要高数据速率达到更好的性能。“sinc函数是一个最好的函数来获取插值点不增加数据速率,它只用于临时程序这两个平行的信号。

然后,将分解成两个信号段,可以设置为阈值 根据PA的非线性, 在哪里和代表了th的并行信号,分段段数,是样品的数量。

接下来,该过滤器操作可以包含有限脉冲响应(杉木)分离到两个独立的应对措施,以减少的影响造成的非线性分段操作,表示为 在哪里和代表两个反应和冷杉过滤器代表sinc函数的截断冷杉反应,选择和0.4由于碾轧的因素。通过这种方式,操作可以嵌入过滤: 在哪里和代表卷积的输出th段设计的并行信号和过滤器。

之后,因为巴勒斯坦权力机构将展览需要包括的记忆效应,我们也可以处理它基于低带宽的要求;也就是说, 在哪里 代表了th的th记忆深度信号相结合,生成的“Mem”块如图4。

最后,(1)可以新配方 在哪里是对信号,代表了DPD的系数th的th记忆深度信号相结合,代表记忆的深度,表示分段段数。

整个DPD模型如图所示4。自模型结构仍然是参数线性,线性识别方法,例如,最小二乘,仍然有效的模型提取,如下表示: 在哪里 在哪里代表了系数矩阵,代表输出向量,代表输入矩阵。表示和矩阵的逆操作共轭转置。

正确获取DPD模型系数,PA的输入和输出将交换模型提取。在第一次迭代中,输入矩阵计算使用巴勒斯坦权力机构输出信号 。例如,在(5),可以更换的建立(9),而原来的输入利用构建的输出向量 ,而不是在(11)。从第二个迭代,输入矩阵仍然会被PA输出信号计算 ,但输出向量充满对输入信号,而不是原始输入 。通常,DPD的操作,它需要若干次迭代来实现最优性能。

从图4,只涉及到线性运算在这个模型中,从而可以很大程度上减少基带带宽需求,使基带负担得起的ultra-broadband mmWave场景。

3.2。完成公司架构

基于该模型,可以构造完整的DPD架构如图5。原来的输入信号(A)将被送入提出DPD生成模块,然后对输入信号(B点)将生成在BB带宽有限,也就是说,正常情况下,如上所述输入带宽。自对信号是有限的指定带宽,DAC的采样率可以有效地减少。然后这个信号将upconverted送入mmWave PA。自从对输入信号只占带宽有限,Tx带宽也可以很大程度上减少了。由于这一功绩,只有部分PA失真的输出将补偿(C点)。因此,将采用带通滤波器抑制带外失真,已在相对较低的水平。通带将占领输入带宽和10 - 15分贝失真阻带抑制应该足够了。值得一提的是,过滤器可以与巴勒斯坦权力机构合作设计和集成到PA的输出匹配网络。自从PA输出只会占用有限的带宽(D),只需要输入这部分的反馈循环,这将导致显著减少带宽的反馈循环。输入和输出信号将发送到模型提取块。在这个模块中,所有的处理带宽也变成一个指定范围有限。

总之,在拟议的DPD体系结构中,所有的带宽需求包括Tx,反馈回路,基带将显著降低。详细的性能可以在表中找到2。

3.3。复杂性分析和讨论

因为只有线性运算模型,计算成本会很低。通常,模型的复杂性可以被评估系数的数量。因此,对于该模型的系数分段段的数量主要取决于数量和记忆深度;也就是说, 在哪里代表了分段段数和代表记忆的深度。取= 10,= 5,例如;总共只有60系数。

总之,与传统模型相比,提出的DPD的体系结构可以提供以下优点:(1)低整个公司系统所需的带宽需求,包括Tx, FB, BB,使ultra-broadband mmWave DPD负担得起的。(2)需要低复杂度模型结构与线性操作,这使得FPGA中的实现简单。(3)线性操作属性将使计算模型提取稳定。

4所示。实验结果

在本节中,将设立试验台验证提出的想法ultra-broadband mmWave场景。

4.1。试验台安装

试验台是设置如图6。一个宽带调制信号在PC软件Matlab生成的,下载到任意波形发生器(Keysight M8190)。然后,它将由内部设计upconverted升频器模块,最后送入一个内部设计mmWave PA模块@ 41 GHz。在图的升频器模块7涵盖了频率范围从40.5到43.5 GHz和支持800 MHz带宽。和PA模块如图8由砷化镓捏造PHEMT MMIC(1016年赫人HMC) P1dB 24 dBm。然后,输出信号是被频谱分析仪(Keysight N9040B)与指定的观测带宽。

4.2。测试用例1:80 MHz 4-Carrier LTE的信号

在这个场景中,与peak-to-average 4-carrier 80 MHz LTE信号功率比(地表铺面)为7.5 dB是用作测试信号。该模型设置的阈值 ,记忆长度 ,只有60系数。平均输出功率设定在15 dBm,观察该方法设置为144 MHz带宽和576 MHz的常规方法进行比较。

数据9(一个)和9 (b)显示测量AM / AM和AM / PM特征。可以看出,非线性失真的方法可以有效地去除。

图9 (c)显示了80 MHz的性能比较提出和传统技术之间的调制信号。该方法只有144 MHz带宽可以达到类似的性能在感兴趣的带宽,相比传统的方法576 MHz带宽。

详细的性能已被列在表中3。相邻信道功率比(ACPR),该方法可以提高15 dB / 16分贝,而没有DPD。归一化均方误差(NMSE)也可以优化16分贝,这能够很好地反映在时域性能。

4.3。测试用例2:320 MHz 4-Carrier CA的信号

在这个场景中,一个320 MHz 4-carrier LTE与7.5 dB地表铺面信号作为测试信号来评估性能即将ultra-broadband mmWave在5 g应用程序场景。该模型也设置阈值 ,记忆长度 ,有170系数。平均输出功率设定在15 dBm,观察该方法设置为576 MHz带宽。然而,由于试验台的带宽限制,传统的方法需要很大的Tx / FB / BB带宽,因此没有在320 MHz的信号进行测试。

数据10 ()和10 (b)给一个说明测量AM / AM和AM / PM特征。可以看出,非线性失真可以成功地补偿,但仍有一些记忆效应。这是因为噪声地板为ultra-broadband mmWave试验台是相当高,这将不可避免地影响到DPD性能。进一步的调查将在未来的工作进行优化噪声地板的性能。

图10 (c)显示的是测量功率谱密度/没有DPD。细节可以在表中找到4。该方法可以达到10/12 dB改进ACPR价值和12 dB NMSE性能的改进。值得注意的是,通过使用该公司系统,320 MHz信号@ 41 GHz可以有效地通过只使用576 MHz带宽线性化。这个优点可以减少不仅要求Tx / FB,而且BB要求,这将有效地克服mmWave DPD系统的主要瓶颈。

4.4。模型比较

在本部分中,将该方法与带限DPD技术(BL-DPD) [22)为80 mhz和320 - mhz场景。

图11显示了两个场景的测量性能。从图11提议,可以看出BL-DPD和DPD可以达到相似的性能,它提供了一种验证方法。但是,带宽的需求是不同的。表5详细说明了两种方法的带宽比较。ADC和DAC的要求采样率和Tx / FB带宽都是一样的。然而BL-DPD相比,该方法可以进一步减少基带率保持在同一水平上与其他带宽要求,证明该方法可以提供全面的带宽减少Tx,反馈回路和基带。

5。结论

摘要小说DPD技术提出了Tx显著降低带宽需求,反馈回路,基带的上下文中ultra-broadband mmWave场景。提出技术将为线性化的能力一个ultra-broadband mmWave PA和负担得起的资源,这就很大程度上扩展了DPD政权到5 g mmWave时代。

的利益冲突

作者宣称没有利益冲突有关的出版。

确认

作者要感谢Keysight提供软硬件技术支持。这项工作是支持部分由中国国家自然科学基金(国家自然科学基金委)拨款61601117,江苏省自然科学基金授予BK20160698。

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