混合信号并行压缩对认知无线电频谱感知

文摘

宽带认知无线电频谱感知需要非常苛刻的模拟数字转换(ADC)速度和动态范围。本文混合信号并行压缩传感体系结构开发实现宽带认知无线电的频谱感知sub-Nqyuist利率利用稀疏的电流频率的使用。重叠窗口的集成商用于模拟基础上扩张,提供灵活的时钟过滤器null泄漏刺激拒绝。低速实验系统,用现成的组件。详细电路nonidealities的影响被认为是,提供洞察未来集成电路实现。

1。介绍

认知无线电(CR),首次提出在1),提供了一个新的模式来提高频谱效率通过启用动态频谱接入(DSA)。在CR,光谱洞空置的主要用户可以分配给适当的二级用户只要通过二级用户引入的干扰不是有害的主要用户(2- - - - - -4]。认知无线电网络的设计是一个复杂的跨层过程(5]。在本文中,我们关注的频谱感知问题CR、传感和检测的主要用户是为了实现动态频谱接入。

光谱遥感CR可以是一个非常具有挑战性的任务,因为很多因素。首先,为了提高频率使用效率,CR的传感带宽可以扩大从数百兆赫到几兆赫。第二,感知无线电应该能够探测非常微弱的主要用户,由于出现衰落和隐藏终端问题[5]。与传统的时域奈奎斯特采样,传感器需要宽的带宽和高动态范围,强调技术,和要求更高的权力6,7]。传统宽带传感与高速和高分辨率ADC变得不那么有吸引力的带宽变得重要。替代方法,比如一个固定的银行模拟滤波器并行adc,严格要求滤波器设计。

已经观察到,今天的频谱的使用提出了一些稀疏在某种意义上,只有一小部分的可用频带超载而另一些则占领部分或很少5]。这个频率使用稀疏可以利用压缩感知(CS)的框架下8,9有效降低采样率。稀疏信号可以通过投影捕获在一个随机的基础,非相干信号的基础上,从这些预测和完美的信号重建可获得高的概率,随机预测的数量是在信号的信息率的顺序,而不是奈奎斯特速率。

CS申请宽带频谱感知的想法被报道,例如,在[10]。然而,这种方法假定批量模拟数字转换不减少光谱传感接收器的复杂性。我们已经提出了一个混合信号并行分割压缩传感(已经)宽带频谱感知架构[11),避免了高速adc进行模拟的基础上扩张在并行采样。在本文中,我们详细说明应用的想法已经被前端(11),特别强调实现寄生频率调等问题,时间,和其他不匹配。首先,我们表明,该重叠窗口的整合已经架构提供了一个方案来减轻马刺由于时钟渗漏通过设置低通滤波器null灵活,有利于实际实现。第二,介绍了低速原型构建与现成的组件的整体系统配置的构建块,实际约束问题的解决。

本文的其余部分组织如下。一个简短的背景在CS中提供了部分2和频谱占用信号建模节中给出3。部分4介绍了混合信号并行压缩频谱感知方案。部分5讨论了杂散频率拒绝计划已经被前端。介绍了低速原型部分6。结论部分7。

2。压缩传感的背景

一个信号跨越的基函数(),也就是说,,或者在矩阵形式,是一个K-sparse如果信号出了系数在任何时候都非零,在哪里。一个信号是可压缩的如果它的近似误差K-sparse信号衰减指数增加。

根据CS理论,这是一个信号稀疏的或可压缩的在一个已知的基础可以采样和重建sub-Nyquist速度,降低采样率取决于信号的稀疏和重建算法。具体来说,sub-Nyquist率抽样是通过预测的信号在变换域采样操作发生时,有别于传统的时域采样信号的方法。数学上,该过程可以被描述为,在那里收集到的样本,是不连贯的变换域的基础。重建原始信号依赖的估计系数通过解决以下许多凸优化问题,优化技术或迭代可以使用贪心算法:

(我)无声的例子: (2)嘈杂的情况下: 在哪里这个错误是由于噪音。

注意,在这篇文章中,我们通常不区分稀疏的和可压缩的除非特别指出。

3所示。信号建模

接收到的信号是一个多波段建模为模拟信号的频谱如图1。具体来说,我们假设的频率跨度来初级用户的叠加,可能使用不同的无线标准(5]。每个无线标准占据一定的有限频带由多个频道。根据测量由美国FCC (12),在许多情况下,当前的频率使用展品稀疏,因为只有分配渠道的一部分是在给定的时间利用。

不失一般性,我们假设是带宽受限;所以可以写成

在哪里的傅里叶变换。

捕获的连续时间模拟信号可以用有限维模型;例如,参见[13,14]。我们直接近似用有限维的模型如下:

在哪里决议在频率轴上和吗。换句话说,近似为一个多载波信号带宽受限和载波间隔的。稀疏的频率占用意味着统计,只说,出了航空公司是活跃在任何时间,。多载波模型方便代表用户占用频谱稀疏。比较(3)和(4),我们注意到,这个模型是基于有限维逼近信号的频谱。因为有未知的地方在(4),改变每一个秒,模型(4)是一个有限的情况下的创新(星期五)模型,创新地方躺在奈奎斯特网格。为了清晰起见,我们重写(4),

在哪里加性高斯白噪声(AWGN),,,,,只有非零元素。自是一个标量,为简单起见,我们在剩下的纸丢弃它。频谱孔检测,例如,能源或特征检测通常是基于观测信号的频谱、同样的估计系数。

4所示。宽带并行压缩频谱感知

宽带频谱感知是由几个关键步骤:首先,谱估计;其次,计算出足够的统计数字,数字信号处理是需要提高前端处理增益和识别传感灵敏度的主用户信号的基于知识特征(5];最后,决定是否存在主用户基于充分统计数据。我们专注于宽带频谱估计步骤,也就是说,估计未知系数在(5)。

4.1。混合信号压缩传感体系结构

的并行分割压缩传感(已经)结构如图2,我们首次提出在11]。对于本文的完整性,在本节中,我们概述如何模拟压缩传感速度sub-Nyquist通过已经实现架构。

在已经架构中,输入信号被发送到并行路径。在路径,与一个随机混合基函数。随机的基础上一个不错的选择是使用PN序列(伪噪声),因为它们可以方便地生成的数字逻辑电路。然后发送到混频器的输出滑动窗口的宽度和集成。两个相邻窗口有一个重叠的时间,它定义了一个重叠的百分比,如图3。积分器的输出是和采样样品收集在每个路径。的样品的分支是由

有总收集每一个样品秒,这些样本被组织成一个向量如下:

在哪里向量组成的吗所有的样本分支。

同样,我们可以计算重建矩阵 。的元素行和列是由

因此,我们有。然后,我们可以估计通过解决问题(1)和重建原始信号。

4.2。一个宽带频谱感知的例子

展示的有效性提出了宽带已经体系结构提出了一种模拟、建模为输入信号的频域稀疏的基于信号给出了(5)。混合信号的压缩传感的基础上已经架构图2用于频谱估计。降低采样率是衡量标准化的采样率(NSR),这被定义为

在哪里使用已经和所需的采样率吗是相应的奈奎斯特采样率。信号重建质量评估的归一化均方误差(MSE),等于

在仿真中,输入信号的已经被认为是一种体系结构17-sparse频域基于128副载波信号,和。有5个主要乐队的整体带宽? MHz。副载波间距和主用户的频率,? MHz。输入功率动态范围的主要用户是15 ? dB。dB,是总信号功率在整个带宽除以总噪声功率在整个带宽。(注意噪声接收到的信号是如何在本例中,如图4)。在数据4和5从上到下,四块代表的主要传输信号,接收到的主要用户的感知无线电信号,重构信号的时域样本通过奈奎斯特率ADC,和变换域的重构信号样本通过mixed-CS NSR的。测量两个重构信号? dB和分别? dB。注意,即使较低的采样率,基于混合信号的感知无线电已经被认为比传统的数字方法对噪声更健壮的基于DFT,因为CS利用信号的知识结构及其稀少。

5。灵活的刺激拒绝通过重叠窗口的集成

除了感应的能力和重构稀疏信号sub-Nqyuist速度,已经架构有许多特色。例如,并行体系结构给出了一个设计采样率之间的权衡和系统的复杂性(11]。在本节中,我们关注已经架构的杂散频率拒绝方案。因为一个关键类型的刺激已经架构是泄漏的PN的时钟生成器积分器,如图6,我们将专注于特定类型的刺激在本节中,尽管拒绝方案更广泛的应用。

回想一下,在图2机后,输出被发送到一个滑动窗口的宽度和集成秒,和有一个重叠的时间之间的两个相邻窗口如图3。积分器,重置所有秒,提供了一个简单的实现类型为null频率的低通滤波器,在那里。通过设置随机发生器时钟频率等于重置频率的谐波null配合刺激频率的随机发生器时钟,所以过滤器,重叠的方案提供了灵活性在设置零位的位置。在某些情况下,没有重叠的计划,目标设置时钟频率的null sinc型低通滤波器可能冲突的采样率要求是由信号的稀疏。为了展示这一点,考虑下面的例子。

让输入信号已经被认为是一个体系结构19-sparse频域基于128副载波信号,和对应于一个稀疏的15%。副载波间距是和符号持续时间纳秒。的位置活跃的每一副载波是随机选择和改变秒。根据仿真结果,最低NSR为这个参数设置。同样来说,72个样本需要每128 ns重建信号。使用两个并行路径,36个样本收集每128吗?纳秒在每个路径,和。这个参数设置和没有重叠的方案,,的null sinc低通滤波器发生在类型。

可能存在一些泄漏到集成商的时钟信号,如图6。根据CS理论,时钟频率通常是在奈奎斯特频率在哪里在这个例子中。因为由于时钟泄漏,马刺将会第三旁瓣峰值附近sinc类型的低通滤波器,使重构信号失真。重叠的方案,我们可以选择和通过引入一个重叠的比率为11.43%和马刺由于时钟泄漏可以筛选(考虑到时钟分辨率要求,建议在实践中重叠率11.25%。)。基于图3,这可以在数学上表示为

根据(14),由于所需的采样率,或者说来说,一个特定的,不同的会改变的相对位置泄漏频率滤波器null,如图7。

请注意,如果我们不想引入任何重叠,但仍希望空出钟漏,在上面的例子中唯一的选择是提高采样率,使一个整数不少于。通过引入非零,我们可以方便地一个整数没有增加采样率。

图8显示重构信号的均方误差和重叠率有时钟时泄漏到集成商。注意,在模拟每个副载波的幅值设置为1。自,信号的峰值振幅是19所示。允许10 ?dB保证金账户的基于信号的大型peak-to-average比率,时钟漏一个振幅为0.1(0.4)大概是35吗?dB (23 ? dB)低于信号的平均功率。如图8设置的灵活性,在零频率重叠的方案能带来20吗?dB获得滤波后马刺由于时钟泄漏。

还请注意,重叠在集成windows提供了更广泛的比sinc过滤器过滤null。因为时钟信号的相位噪声的存在,在实践中,即使我们可以设置零频率的时钟,这是不可避免的,仍然是一些由于扩大马刺频谱泄漏。更广泛的null提供进一步改善谐波抑制的可能性时,相位噪声是重要的。

6。低速现成的组件原型

作为一个概念验证,我们建立了一个低速原型使用现成的组件,在输入信号是一个真正的BPSK调制信号基于4主动副载波和主动副载波频率跳?千赫每一个微秒。考虑到系统的复杂性,我们采用4并行路径的原型。仿真表明,该信号可以重建完全当每个并行路径产生每16个样本微秒,这对应于奈奎斯特采样率的32%。

6.1。整体配置

的整体配置原型如图9,数字部分是负责生成输入稀疏信号,触发信号、伪随机的基础和时钟。模拟部分用于实现随机投影基础信号重建至关重要。示波器的内置ADC用于收集采样数据。然后,收集到的数据发送到PC和处理通过Matlab代码重构信号。在下面几节中,每个构件将会详细介绍。

6.2。多载波信号发生器

安捷伦33120一个任意波形发生器用于生成输入多频声稀疏信号。具体来说,多频声信号是程序在PC,然后下载到波发生器。发电机的输出端口触发单片机以同步积分器的时钟,也由单片机生成。

6.3。搅拌机和集成商

图10描绘了一条路的宏模型的原型。如图所示,首先转化为电流输入信号与伪随机信号通过在线旅行社,然后混合。混合后,在采样电容信号集成一个时间窗口。在交错采样电路电容器采用。最后,ADC产量数字输出数据。OTA我们雇佣TIOPA861与通用汽车116 ms和所有交换机的实现与门CD4066BCN传播。

伪随机数(PN)或1,其光谱是sinc函数。从0到主瓣,在那里的时钟周期PN生成器。在我们的测试床是。混合后,信号是由嵌入式集成提供的低通滤波器窗口。滤波器的频率响应是sinc函数。主瓣的跨越,在那里是积分时间。在我们的测试床大约30 ?千赫。

输入模拟信号的随机投影实现搅拌机和集成商。图11给出了并行路径和图的电路实现12给出了相应的销连接关系积分器。跨导放大器(阶段)将电压信号转换为电流,它可以很容易地与伪随机数(1 /混合1)由以下被动开关机。混合后,信号与一个重叠窗口,然后集成ADC采样的每条路径。电路建立不同的系统更健壮的供应噪音,时钟抖动,并且谐波。双平衡被动混合器不引入大量噪声和失真。

在每个路径,搅拌机由transmission-gate开关控制的PN序列。实现PN序列与一个线性反馈移位寄存器(LFSR)。在我们的模型中,选择时钟频率是1吗?MHz,高于奈奎斯特采样率。因为PN序列重复每一个还有4并行路径,我们需要4个独立的PN序列长度为500。一数LFSR用于生成一个PN序列长度为2047,然后分成4段。检查,PN序列的自相关函数计算确保四个PN序列是不连贯的。

一个重叠time-interleaving charge-domain取样积分器是模拟路径选择。积分器示意图如图13,和是左边和右边的两个集成开关分支,分别。和读出开关;和复位开关。利用这六个开关结合两个集成电容器和根据时钟图如图14,我们可以实现传统time-interleaving charge-domain集成商没有重叠。时间交错时左分支整合正确的读出来,反之亦然。通过这样做,一个完整的抽样信号的。除了时间交错,一个小重叠时间是由一个电容器和两个控制开关和。

如图14phase1和phase3通过电荷再分配和共享,实现重叠和phase2 phase4是正确的读出时间和左分支,分别。在phase1,输入电流的指控和而是空闲的。因为所有的电容器具有相同的价值,当前将同样一半分为两个电容器。在接下来的阶段,是switch-connected和一起读出,这样是集成在phase1右分支。同样,时间窗口所示图,在重叠的时间窗口将减半。这里的关键点是分支机构整合和没有数据读出窗口重叠的时期。

注意,重叠的窗口使用图中的电路实现的13有点不同于重叠窗口如图3,如图15。在图3,当前窗口期间积累的指控包括从过去的100%的费用秒之前的窗口期,但没有指控的下一个窗口期。在图13,当前窗口期间积累的指控包括费用从去年的50%秒之前的窗口期和第一秒的下一个窗口期,从实现的角度更现实。

6.4。数据采集和信号重建

为简单起见,我们使用固有的ADC示波器(Tectronix TDS 3054 500 ?MHz, 5 ? Gs / s)积分器的输出示例。采样数据传输到PC通过GBIP端口。收集样本,节中描述信号重建2。

6.5。处理电路Nonidealities

而实现原型,这是不可避免的,系统有一些nonidealities如每个组件造成的延迟,增益变化,并行路径间的不匹配。考虑所有的不理想的因素,实际收集到的样本之间的关系和系数就变成了

元素在哪里行和列的是由

在这里,和反映了切片窗口上的计时误差,反映了频率偏移,和反映了增益和相位不匹配,反映了随机误差的基础上可以归因于抖动和非零响应时间。

因为实际的关系和是由(15),我们需要更换与在(1当估算;否则,会引入一些额外的错误。在[15),作者讨论了一些电路缺陷的影响,如有限的PN序列的建立时间,和时间的不确定性,提出了一种基于LMS的背景校正算法来弥补这个错误由于这些电路不理想的因素。因为背景的复杂性校准,这里我们使用更简单的方法基于直接培训nonidealities处理电路。直接训练方法如图16。在训练阶段,我们注入一个单音信号一次原型和收集样本4并行路径,这些样本将填补重建矩阵的一列。送100单音信号后,我们获得一个完整的矩阵将用于信号重建。

这个pilot-based方法是基于假设线性定常系统。幸运的是,我们的电路级设计确保了输入信号swing是系统的线性范围内,和微控制器保证了系统每运行相同的初始条件。因此,线性时变的假设是合理的。实施背景校正电路缺陷补偿是我们未来工作的一部分。

6.6。测试结果

测试样机如图设置17。完成一系列的实验来测试系统的功能。表1总结了测试结果,和BPSK调制的极性。注意,我们规模每副载波的振幅根据音调的数量,基于信号的振幅是动态范围内的系统。从测试结果,原型达到设计规范。

7所示。结论

并行分割压缩传感(已经)前端能够样本和重建模拟稀疏的和抗压以sub-Nqyuist速度信号。已经被前端的重叠窗口的集成提供了一个虚假的频率拒绝方案通过设置虚假频率的低通滤波器null不牺牲的采样率要求。低速原型构建与现成的组件,它能够稀疏sub-Nyquist速度模拟信号。

确认

作者承认学生的贡献,模拟和混合信号中心的教员,赞助商在德州农工大学。这个研究项目资助下DARPA Analog-to-Information接收机发展项目(陆军研究实验室合作协议。w911nf - 08 - 2 - 0047)和陆军研究实验室合作技术联盟(ARL-CTA)合同编号。德意志19 - 01 - 2 - 0011。本文的结果是在会议上报告的IEEE ICASSP“美国Neveda 08年,拉斯维加斯1109年)和IEEE dca,达拉斯,德克萨斯,美国(15]。

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