Multiantenna模拟网络编码多次反射无线网络

文摘

提出了一种两阶段最小均方误差双向增强和向前(MMSE-BAF)传送协议允许两个来源独立消息交换通过中继节点配备多个天线。MMSE-BAF执行联合线性MMSE滤波后的接收信号多路访问阶段放大和转发过滤信号之前使用一个传输天线,可能通过一个特定的天线选择过程,在广播阶段。拟议中的协议扩展了在所谓的模拟网络编码方案的文献,它本质上利用多个天线的中继站来减少噪声增强典型房颤的协议,也可以弥补链接继电器之间的失衡,来源和不可知论者来源的调制和编码方案。我们获得接收信号的瞬时信噪比表达式的来源的下行链路级别,并提供广泛的模拟MMSE-BAF协议频率平坦和选择性衰落。此外,我们确定的修改被纳入IEEE 802.16 e正交频分多址(OFDMA)细胞标准(移动WiMax),使支持multiantenna双向通信和显示MMSE-BAF,框架内是一个可行的解决方案。

1。介绍

半双工传输双向中继系统中,两个节点和希望通过第三个节点独立消息交换,称为继电器,产生一些有趣的挑战从合作通信和信息理论的观点。中继节点时尤其如此配备多个天线。这样的双向传递渠道有许多应用在特设和蜂窝网络中所有mobile-to-mobile通信必须通过一个共同的基站。因为全双工操作的实际利益鉴于目前最先进的技术,我们的重点是半双工传输节点,每个活动节点可以发送或接收一个消息在一个给定的时间点的信息。特别是,不失一般性,我们感兴趣的是通讯问题的一部分在细胞环境中两个移动台同时希望交换数据通过一个共同的基站。

传统的基线方法之间的双向通信在半双工模式两个方面和通过一个中转站由一个4-phase协议的完成时间4-time-slots (TSs),和发送一些包和来在TS 1和2,分别;解码接收到的数据包,然后发送来和来分别在TS 3和4。4-phase协议的要点是避免干扰通过防止同步传输从源到中继,反之亦然。然而,它是所示(1),一个三相协议利用所谓的网络编码概念的解码包和在继电器,然后广播一个包,在那里表示位操作异(XOR)操作,实际上是更有吸引力的可实现的吞吐量,因为所需的数据包可以使用另一个解码XOR操作(和类似的)。更好的是,最近的一个概念引入[2),称为模拟网络编码(ANC)结合了传统的前两个阶段基线协议到一个多路访问(MA)与同步传输阶段从源到中继;接收到的多址信号继电器然后放大和广播和,从而产生了所谓的两阶段双向amplify-and-forward (BAF)协议。非国大的类似的概念,使用estimate-and-forward传送与房颤继电保护,提出了在3]在物理层网络编码的术语(PNC)。一个示意图说明上述双向协议如图1。

信息理论界限等方面实现吞吐量和双向中继信道的容量地区一直在调查(4- - - - - -6]。Markov-chain-based性能分析几个变种(BAF协议进行的7- - - - - -9]。与multiantenna线性波束形成滤波器设计为双向通信中继站提出(10- - - - - -12]。在本文中,我们提出一个简单两阶段最小均方误差(MMSE) BAF协议运行的过滤后的接收信号中继站马阶段之前使用一个特别设计的联合线性MMSE滤波放大和转发过滤后的信号在传播阶段。而最优中继波束形成结构双向multiantenna继电器渠道寻求在12],我们MMSE-BAF协议不仅是一个简单的低驱动方法对双向multiantenna传递渠道,利用上行(从线性信号处理和来)和发送天线选择(助教)下行(从来和)。此外,MMSE-BAF是一种两阶段双向传送协议,而multiantenna传送协议提出(10)是一种三相协议需要接收到的信号的解码和reencoding RS广播前阶段。最后,MMSE-BAF不同于所谓的空间划分双工(SDD)双向传送方案提出了(11),它允许偏差的波束形成加权支持的两个源节点需要弥补潜在的失衡的relay-to-source链接频道收益或其他参数如星座在不同的信号和。

本文的其余部分的结构如下。部分2礼物MMSE-BAF传递的系统模型。节3,我们将描述该MMSE-BAF协议和推导出信噪比(信噪比)的表达式我们广泛的仿真结果中提供部分4是基础。最后,结束语部分5。

2。系统设置和信号模型

本文以下组符号的使用在:黑体大写或小写符号是用来表示矩阵列向量,分别。表示顺序的单位矩阵。此外,,共轭,转置,transpose-conjugate,分别和期望运营商。

不失一般性,虽然我们的建议和两跳双向框架适用于任何类型的继电器设置,我们关注细胞系统。为此,我们考虑一个轨道组成的无线通信系统,两个移动站(MSs),和,一个基站(BS)。考虑系统的框图如图2。MSs和BS都配有多个天线接收,目的是取消了潜在的其他细胞/用户干扰,但限于传输通过单个传输天线。这种假设是由需要减少用户终端和降低发射功率要求的复杂性和成本在基站传输链,一般高于接收链,尤其是占高成本的射频放大器参与传播链。举例来说,这是在当前细胞等标准IEEE 802.16 e [13]。请注意,我们的方案同样适用与时分双工(TDD)频分双工(FDD)以及操作模式。不失一般性,为了符号简洁,我们关注FDD模式在以下分析。性能结果TDD和FDD将在部分4。

复杂的基带传输中设定。让表示接收天线数量的废话,让和表示上行通道从和废话,分别是离散指数。相应的时变信道向量元素是零均值的实现unit-variance高斯大范围平稳过程。假设天线在每个和对于下行接收,我们定义的和随着从b到下行通道和,分别。的特殊情况,TDD的假设让我们集合和。让是信号传输和用于,让是信号传输和用于在时间。这两个和可能来自两个不同的复杂和平均能量信号星座吗和,分别。任何信号处理之前的废话,收到信号是由马的最后阶段 在哪里是一个加性高斯白噪声向量建模为零均值的BS圆对称高斯随机向量和协方差矩阵。为简化符号,离散时间指数从今往后才是省略。

3所示。MMSE-BAF:描述和分析

3.1。协议描述

图3说明了物理层帧结构使MMSE-BAF协议上行和下行广播阶段。框架由数据包来自链路层的大小取决于所选的MCS,以便每个下行或上行帧包含固定数量的符号。我们可以看到在图的左边3,上行框架结构由两部分组成,一个飞行员符号选择是正交的和。正交的飞行员符号可以维持的时间,频率,或二维时频网格。第二部分是对数据符号。正交试验的符号是用来估计通道和对应于和。一个波束形成的权向量然后在BS计算基于联合MMSE准则指定不久。然后BS估计一个放大系数平均功率约束。同样,下行框架结构包含飞行员和数据部分。此外,它包含一个控制部分组成的量子化的版本的放大系数(积极的标量值)和两个复杂的标量值和。下行数据符号包括beamformed amplified-and-forwarded符号收到上行帧在FDD模式。

根据MMSE-BAF协议,BS执行以下的操作。

()联合接收信号之间的均方误差最小化和传输信号和,从而执行联合linear-MMSE过滤接收的信号,使用以下指标: 在哪里是复数和领域,,是两个设计常量控制信号的相对权重分配和。的最小化问题(2)是一种改进的维纳滤波问题的解决方案可以很容易地发现使用线性均方估计的正交性主要由 这最小化需要估计的两个移动台的向量值频道和。

()放大线性MMSE-filter输出保持恒定的平均传输能量导致计算放大增益系数:

(3)传播放大信号的天线上的海量存储系统(MSs)中使用一个适当的下行传输antenna-selection(助教)算法,基于上行通道。MMSE-BAF协议固有的一种方法是选择最大的天线beamformer重量。我们注意到,由于通道互惠,助教使用最大beamformer重量仅适用于TDD。

3.2。性能分析

定义,在那里是上行接收信号(1的输出),BS MMSE滤波操作。房颤信号传播的下行 的下行接收信号和因此,由 在哪里和是零均值的情况吗和与协方差矩阵,分别。不失一般性,我们专注于接收到的信号(6)。一个类似的信号处理是必需的。合并(1)和(5)(6)的收益率 现在,假设(我)是能够完美地估计自己的下行信道向量由于发送的下行飞行员符号b, (ii)知道自己的传输信号,(iii)能够提取放大系数的值这对夫妇,所有的下行控制信道上发送部分的解释3.1,然后可以减去所谓的自干扰组件接收的信号,也就是说,,因此绕组处理接收信号的形式 请注意,定义在前面的方程,为有色噪声向量和一个条件给出的协方差矩阵 在缺乏条件协方差矩阵的知识接收器的,估计的可以得到如下: 经过简化成为 新定义的条件方差标量噪声项可以表示为 现在,我们能够确定信噪比在作为 注意,合并后(10)(17和进一步的简化,17)可以表示如下: 同样,一个人可以评估信噪比的信号收到在发现是哪个 在哪里是一个噪声协方差矩阵(类似于)定义为 再次,在公司(20.)(19),后者可以简化

值得提到上面的信噪比表达式(18),(21)取得了没有利用彩色的本质和。有点令人吃惊的是,显示在附录中,即使通过美白有色噪声,信噪比表达式和保持不变,这本身并不是那么糟糕,因为它意味着与美白操作相关的信号处理成本可以消除完成。

4所示。仿真结果和讨论

在本节中,我们提出一些仿真结果提出MMSE-BAF协议的性能。首先,图4显示了MMSE-BAF的MSE性能的函数的相对加载用户1在使用者2,,在基站天线。两个场景是:在图4(一)用户平均接收信噪比,基站将10分贝,而在图4 (b)平均接收信噪比设置为20 dB和40 dB用户1和使用者2,分别。加权平均后立即MSE的应用MMSE波束形成和用户1的平均MSE和使用者2后MMSE后面跟AF波束形成是通过图纸独立通道实现超过100000试验。从数据4(一)和4 (b),我们观察到增加减少用户1的MSE的MSE的增加使用者2,而一个最佳存在共同最小化均方误差的用户。有趣的是,从实现的角度来看,的范围广泛的到达这个最佳总体均方误差。比较数据4(一)和4 (b),我们注意到,由于不平等的平均接收信噪比,个人家中小企业以及总体均方误差不对称的功能。因此,每个人都应该考虑到知识的平均上行到达合适的信噪比保持期望的MSE水平的两个用户。

在图5的经验累积分布函数(CDF) two-time-slots-based MMSE-BAF比较反对four-time-slot-based基线系统。这里,基站和移动电台接收器都配备了四个接收天线。每个天线,上行平均接收信噪比,1和2的用户将5 dB和10 dB,分别和每个天线的平均接收信噪比在每个移动站设置为5分贝。我们还假设。图5表明two-time-slots-based MMSE-BAF系统优于基线系统由一个数量级。

正如前面说的,该MMSE-BAF协议对TDD和FDD系统同样有吸引力。数据6和7显示未编码的符号错误率(SER)的性能MMSE-BAF分配TDD频道,当两个用户采用不同的调制格式。在这两个数字,(我)用户1采用QPSK调制而使用者2雇佣了16-QAM调制,(2)一个数据帧包含100调制符号和20飞行员符号进行信道估计,和(3)通道保持不变的时间至少两个帧(TDD的假设)。在图6基站和用户都有单独的传输/接收天线。在基站与等于平均接收信噪比,图6(一)表明,较低的平均接收信噪比,pilot-based密切匹配信道估计的性能达到完美信道用户的知识。因为每个用户自行减去channel-compensated传播符号解码其他用户的调制符号,一个用户传输使用高阶星座有可能产生更高的自干扰的信道估计错误。图6(一)表明,等于平均接收信噪比,平均SER BPSK展览一个错误地板平均信噪比高于30 dB。当使用者2传送一个20 dB的信噪比高于用户1的信噪比,图6 (b)显示的错误地板BPSK调制发生更早。

发射天线的优点选择传输从任意天线调查图7当基站有四个天线接收。利用TDD系统的通道互惠,我们首先计算elementwise大小估计beamformer和下行传输的定向天线,级最高。重要的是要注意,一旦基站计算MMSE beamformer,不需要额外的计算复杂性的助教。从图7,我们观察到pilot-based信道估计具有优良的性能相比,理想的性能和我们提出简单的助教收益率令人印象深刻的增长接近3 dB平均爵士。

我们还研究了双向传送的可行性等OFDM / OFDMA-based 4 g蜂窝标准IEEE 802.16 e [13]。IEEE 802.16 e系统是基于OFDMA上行和下行物理层。当前移动WiMax标准支持各种subchannelization程序,在上行和下行方向,为数据传输时间(OFDM符号)和频率(OFDM副载波)。这样一个上行subchannelization过程称为部分利用subchannelization (PUSC)在给定用户的调制符号是伪随机分布在提取频率分集的频带和平均干扰邻近细胞/部门。简单地说,一个槽UL-PUSC被定义为48调制符号生成连续OFDM符号(PUSC槽时间)。所需的调制符号和飞行员一起符号估计上行信道发送6块分布在频率,在瓷砖的定义是连续四个副载波连续OFDM符号。每个瓷砖包含4个试点符号,放置在瓷砖的角落,和8个数据符号。WiMax的选举委员会的块由给定槽数和最大的选举委员会的块大小是一个函数的调制和信道编码率。WiMax标准支持调制和编码顺序组合。这些是QPSK调制和编码率和、16-QAM调制与编码率和和64 - qam调制率,,,。图8显示了修改后的UL-PUSC结构支持双向通信。每个用户使用阿达玛序列作为试点符号使基站估计个人渠道不受干扰。对于下行传输,基站可以使用任何subchannelization过程。然而,呈现我们的建议有效FDD以及TDD系统,设置相同的上行下行子通道结构和广播飞行员从每个瓷砖移动站用于信道估计。对于有效的自干扰消除,每个移动站需要上行channel-related参数的知识(积极的标量值)和两个复杂的标量值和。额外的模拟参数表中列出1。

在数据9和10时,我们将展示MMSE-BAF的性能应用于IEEE 802.16 e系统的FDD模式操作。这些模拟是进行有四个接收天线的基站和two-antenna移动电台接收器。在这些情节,块错误率(提单)表演对pilot-based genie-aided完美信道知识比较现实的信道估计方案。对于每个瓷砖,信道估计是通过样本平均收到飞行员瓷砖。知识的衰落统计和延迟/多普勒扩散假设接收器。在图9,用户都认为编码使用QPSK调制率——他们的数据卷积turbo编码(CTC)。对于这个MCS,联邦选举委员会块大小设置为最大允许,等于10槽或信息符号。我们已经考虑了ITU Vehicular-A通道模型低和高多普勒扩散值32赫兹和256赫兹,分别。图9表明,在高和低多普勒的情况下,导频信道估计带来的损失大约2 dB,和MMSE-BAF作品非常好,支持高机动环境中的数据交换。图10显示的性能MMSE-BAF 64 - qam调制和编码速率的CTC。MCS水平,支持用户的无线频谱效率的3位/秒/ Hz,我们使用的最大可能的选举委员会的块大小2槽,或比特的信息。图10 ()显示了块误差性能ITU-Vehicular-A通道32赫兹多普勒,而图10 (b)显示了性能与6赫兹Pedestrian-B信道多普勒。由于higher-frequency-selectivity Pedestrian-B通道,而Vehicular-A通道,通道estimation-based提单性能提单(1%)2 dB远离理想的性能,简单sample-average-based信道估计性能下降约3.5 dB相比性能完美的信道知识。预计可以显著提高了提单的性能将更复杂的二维信道估计方案,如维纳滤波,它需要知识的衰落统计以及延迟和多普勒信息传播。

5。结论

在本文中,我们介绍了一个所谓的MMSE-BAF双向通信协议在双向中继信道multiantenna中继节点。这个协议的特点包括使用模拟网络编码的中继节点和接收的评价权向量的中继节点使用一个联合线性MMSE滤波操作接收到的上行多址信号。发射天线选择使用最大的MMSE重量分支下行也提出的协议的一个固有特性的TDD模式操作。广泛的链接级模拟提出了TDD和FDD模式所需的操作和修改现有的IEEE 802.16 e标准提出了适应MMSE-BAF协议。它已经通过仿真结果表明,MMSE-BAF协议是一种简单而有效的解决问题的办法在双向中继通道双向通信multiantenna继电器和半双工传输节点。

附录

接收信噪比噪声美白

我们第一次重写噪声协方差矩阵(10),(20.),使用他们的特征值分解,作为 在哪里和酉矩阵和和对角矩阵的特征值包含吗和,分别。

现在让我们关注解调从美白的噪音。让 因为,条件和, 它遵循从(a .)的瞬时接收信噪比通过美白仅仅是 以类似的方式,在美白解调的瞬时接收信噪比就变成了 使用下面的矩阵求逆引理(MIL) [14] 在哪里是一个适当大小的列向量,可以进一步简化(各), 以类似的方式,应用程序的MIL (本)导致 如前所述,表达式(A.7),(如系分别是,相同信噪比(21),(18)派生的节3.2没有执行噪声美白。这有点不合常理的结果使我们认识到,与噪声信噪比的改善不是一个选择美白使用MMSE-BAF协议。

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