实现优质/ H接收器软件定义无线电平台上

文摘

数字多媒体广播可以在越来越多的国家的各种形态。最成功的一个形式是地面数字视频广播(优质),已部署在世界大多数国家多年。为了使电池供电的手持接收机的数字多媒体广播服务在移动环境中,对手持数字视频广播(dvb - h)由ETSI正式采纳。更高级和复杂的数字多媒体广播系统正在开发,例如,优质的下一代,也称为DVB-T2。当前商业优质/ H接收器通常建立在专用的专用集成电路(asic)。然而,asic传入发展标准和更少的总面积不灵活有效,因为他们不能有效地重用和共享在不同无线标准,当我们将优质/ H接收器集成到手机。本文的示例实现优质/ H接收机英飞凌科技”的原型软件定义无线电(SDR)平台称为音乐(多个SIMD核心),这是一个DSP-centered和accelerator-assisted架构,旨在电池驱动的大众市场的手持终端。

1。介绍

优质的系统开发和在1997年通过了DVB项目(1]。在过去的十年里,优质的系统已经成功部署不仅在欧洲,而且在世界其他地区。现在新一代优质称为DVB-T2正在发展中。为了使数字视频广播服务,电池供电的移动接收器,例如,手机手持设备,优质的标准扩展到数字视频Broadcasting-Handheld (dvb - h)与附加功能如4 k模式,深入的交错,次,和额外的前向纠错2]。

最近,更多的无线电系统,如GSM、WCDMA、HSPA, GPS,调频收音机,蓝牙,无线,dvb - h已经集成到手机终端,因为这些“所有在一个“移动终端提供一个“随时随地”获取信息的最终用户在一个简单的方法。事实上,市场需要这种终端和一些制造商已经迅速的反应,例如,与其iPhone3G诺基亚N95和苹果。半导体制造商创造了新的挑战,这应该保持功耗的严格要求,硅区域和上市时间的增加吞吐量和要求共存的无线电标准手机终端。英飞凌科技提供了其创新的SDR平台音乐(多个SIMD核心)来满足需求。音乐是一种DSP-centered和accelerator-assisted架构(3]。特别提款权概念的主要吸引力是能够支持多个标准在同一芯片通过改变软件只和可行性分享处理资源分配给多个标准的异时执行。在这项工作中,我们提供了一个示例实现优质/ H接收机的原型英飞凌科技软件定义的无线电平台音乐针对大众市场手机终端。

本文组织如下。部分2提供了一个系统的概述优质/ H接收机显示主要包括基带处理算法功能链。音乐的体系结构及其编程模型中引入部分3。部分4调查的计算需求优质的音乐/ H和并行化的潜力。节5工作,一些结论和对未来的暗示。

2。优质/ H接收者算法

在这项工作中,我们只考虑物理层处理优质/ H接收器和省略所有模拟组件,更高的层协议和应用程序处理。图的原理框图1显示了一个传统的优质/ H接收机结构。接收机天线接收到射频信号,调谐器的降频转换器电路,扩展的自动增益控制(AGC)电路,然后数字化的模拟-数字转换器(ADC)。基带处理器接收到数字化信号复杂样本ADC和交付descrambled MPEG传输流到一个更高的层协议和应用处理器。

2.1。同步和快速傅里叶变换

在一个典型的接收机,pre-FFT收购阶段需要获得OFDM符号定时,OFDM符号长度,也就是说,快速傅里叶变换(FFT)的大小,和循环前缀长度,后者两个参数可调的发射机。pre-FFT同步的原理是基于循环前缀的可用性在OFDM符号(4]。此外,载波频率偏移(CFO)发射机和接收机之间存在也部分估计在这个功能块,也就是说,只有小数部分,并在时域补偿。因此,只有首席财务官是一个整数值的副载波间距仍将OFDM信号。恢复OFDM符号转换通过FFT,充当OFDM信号的匹配滤波器。post-FFT同步获得估计整数部分的首席财务官和初始采样钟频率偏移(SCFO)在频域,然后在时域OFDM信号补偿以减少Inter-Carrier干扰(ICI)。

收购后阶段,pre-FFT同步是不活跃的,post-FFT同步跟踪模式。由于不稳定和漂移的振荡器在接收机CFO和SCFO在数据接收阶段会有所不同。因此,有必要跟踪小残余SCFO和首席财务官,以确保OFDM子载波的正交性和准确时间后收购阶段。剩余的探测器首席财务官和SCFO是基于OFDM信号在频域的时间相关。优质的调查/ H接收机,不断试验信号用于估计剩余SCFO和首席财务官。(描述的跟踪方法的原则5]。图2显示了一个示例的行为实现SCFO跟踪算法在加性高斯白噪声(AWGN)信道4 dB通道信噪比和一个SCFO 30 ppm。我们的模拟显示,在跟踪模式下,残余SCFO和首席财务官,这取决于接收信道条件下,保持很小的后一个OFDM符号的数量。

同步策略的更详细的分析提供了一个OFDM-based接收器(6]。应该注意到,大多数的同步任务只是活跃在收购阶段。因为使用次dvb - h更需要最小化整个同步时间。

2.2。信道估计、均衡和TPS解码

FFT后传输通道的障碍,尤其是多普勒频率漂移的高速移动手持终端,将通过通道均衡的特点是为减轻 在哪里副载波索引在OFDM符号,然后呢OFDM帧中的OFDM符号索引。和分别是平衡的,收到了OFDM符号。是通道传递函数的系数(CTF)。为了估计系数,两个级联插值过滤器是用来提出(7]。

信道估计的原理如图3。的价值和分散对应飞行员在接收方预先知道。因此,在第一阶段CTF系数分散的飞行员可以方便地估计使用(1)。副载波共享相同的索引,6-tap时间方向插值滤波器中使用的六个最亲密的分散飞行员相同的索引作为支持点,从而获得系数。后来,这两个和作为支持分12-tap frequency-direction滤波器计算剩下的副载波的清洁技术基金。因此,这些职位的系数计算可以被视为“伪”飞行员,哪些是标记为在图3。插值过滤器使用分散的飞行员在每个OFDM符号作为先验知识。因此,分散飞行员必须在信道估计可以开始之前决定。

在一个常规优质的接收机的确切位置分散飞行员确定后解码传输参数信令(TPS)位。TPS位还提供其他系统参数需要解调和解码的信息接收的信号。他们组织成块的68位,每一位在一个OFDM符号在多个副载波传输。因此,68年的符号,一个OFDM帧优质/ H,需要传输整个TPS块。TPS位使用差分二进制相移键控调制(DBPSK)在时间方向。这允许比特没有信道均衡的复苏。

OFDM帧同步使用TPS位意味着同步时间从17到84 OFDM符号取决于第一个收到帧中的OFDM符号。然而,这样长时间同步是不可接受的dvb - h接收机由于时间切片,在接收方不得关机时不活跃导致较大的电能节约。解决这个问题一个快速分散试验同步方案提出了在8],它只需要一个OFDM符号识别分散飞行员和基于暂时分散重复结构的飞行员。这种方法也可以执行前的信道估计和均衡TPS解码,从而提高鲁棒性的TPS解码本身极其糟糕的传输条件下(9]。TPS DBPSK解码后位,确定所需的帧同步是各自的TPS的位置在一个TPS块,每个TPS的语义定义在[10在一个TPS块)取决于它的位置。

2.3。Demapping

TPS解码信号星座参数由发射机用于QAM Gray-mapping可用到接收器。的QAM demapper可以从数据副载波恢复数据位,也就是说,一个QAM demapped到一个象征位二进制字根据Gray-mapping和星座参数,16-QAM正交相移编码= 2,4,6 64 - qam。软的决定必须的维特比译码器可用。它提高了纠错能力,使正确的解释depunctured位可能的(11]。每一点的位二进制字是表示为一个n位二进制字代表签署星座点和决策边界之间的距离,称为softbits。柔软的高分辨率决定增加不仅维特比译码器的增益,而且实现的复杂性。一个性能和实现复杂度之间的权衡发现通过模拟。我们的仿真结果表明,一位分辨率是一个合适的选择。

2.4。内在Deinterleaving和维特比译码

为了提高长破裂纠错能力,优质的中指定多个交叉阶段/ H标准。因为位连续的地址生成算法和大范围的符号deinterleaving(例如,交错在6048 QAM符号8 k模式),软件实现的deinterleaving SIMD核心是无效的。为了避免连续的地址生成一个查找表可以被使用,但这将是非常大的片上内存。内部deinterleaving可以做更好的与一个标量处理器或硬件加速器。deinterleaver后,维特比译码器和软决定是用于执行卷积解码。

2.5。外Deinterleaving Reed-Solomon解码,Descrambling

卷积解码后获得的位流重组作为字节流和外deinterleaver进一步处理,从而提高接收机的长串校正功能。后来,字节流Reed-Solomon解码器和descrambled字节处理水平。

在灰色图功能明显1核心功能要求大部分的计算能力和存储容量,因此软件实现的关键功能在一个特别提款权平台。我们分析了他们的计算需求和调查的音乐平台上并行实现的可能性,因为它将节中讨论4。在各种网络条件下达到最佳的性能和覆盖场景,优质/ H标准提供了网络运营商的系统参数如表所示1。这些参数的组合获得净比特率从3.11 Mbit / s 5 MHz信道带宽,QPSK, 1/2码率,1/4警卫队区间,31.67 Mbit / s 8 MHz信道带宽,64 - qam, 7/8码率,保护间隔1/32。接收方必须遵守的所有可能的组合参数发射机可能使用。在这一点上它是合理的分析只是最坏的情况,也就是说,传输为31.67 Mbit / s。

描述整个优质/ H接收机具有良好的系统性能。我们的仿真结果表明,在AWGN信道的信道信噪比4分贝以上,或为典型的城市通道与车辆的速度6公里/小时(TU6)和一个通道的信噪比,超过10 dB,用户数据可以解码比特误码率小于。

3所示。架构和编程模型

密集的工作由英飞凌科技导致了通用处理器体系结构性能,能够处理的权力,和区域需求的多重标准特别提款权的方法(12,13]。这种处理器主要由一群四个单指令多数据(SIMD) DSP芯(见图4)。每个SIMD核心包含四个处理元素(PEs)和时钟频率为300 MHz。放松的时间记忆和解决管道的危害,要求每个核心运行4个线程切换的一个固定的时间多路复用机制。这相当于16个线程运行在75 MHz。

指令字长(LIWs) PE数组显示内存、计算和通信的组件。SIMD核心控制器实际上是一个32位通用处理器(GP)。全科医生与其他单位通过通信指令和数据fifo。

集群的SIMD核心是伴随着专门配置的硬件加速器为编码/解码和过滤操作。此外,有ARM处理器的执行协议栈。更详细的讨论音乐处理器,我们指的是(14- - - - - -16]。

这个架构是多线程编程的编程模型在C封装成函数调用线程,纯粹的数据并行部分(与SIMD核)在一个数据并行编程语言扩展的C。

支持多线程编程,英飞凌轻量级操作系统(ILTOS)了。它提供的方法创建和同步线程之间异步发送和查询消息和共享内存分配和释放。

函数执行的SIMD核心都写在数据并行C扩展(DPCE)语言,C语言的一个超集(17]。DPCE提供并行数据类型和操作。编译器将DPCE来源和产生同步的C代码GP核心和DMA传输(翻译进一步通过GP的C编译器)以及体育大会在英飞凌发达。不过,这个编译器还没有优化。达到最佳性能,内联汇编用于PE数组和明确的DMA配置。剩下的主要是一些内在的C语言函数PE和DMA控制+ PE的汇编源代码库。实现可以做到完全没有PE和DMA通过编写纯C程序。这些将会运行在GP核心。这个功能的重要性测试组装的实现。

此外,整个音乐平台的虚拟样机开发的基于SystemC英飞凌。虚拟样机是一个周期,bit-accurate软件模拟器。它包含模型的处理器,加速器,公交车,记忆,和外围设备可以在真实硬件。相同的软件可以运行在虚拟样机和真正的硬件。

4所示。计算一个实现音乐的要求

4.1。快速傅里叶变换(FFT)

FFT是一个OFDM接收机的核心功能。最常用的算法FFT算法计算是著名的蝴蝶。FFT的计算要求非常高,特别是对于大FFT块8192年优质/ H可以复杂的样品。FFT的理论计算复杂度复杂的样品给出基于radix-2算法如下: 在的情况下= 8192 4指令需要1复杂的乘法和2指令需要1复杂,它导致了425984条指令为8 k模式基于radix-2没有数据级并行。在理想平行4数据路径的情况下,也就是说,4 PEs的SIMD核心,可以减少循环数从425984年到106496年。8 k的一个示例实现FFT音乐测量出来。它显示,约20%的开销在周期需要克服所有数据传输和临时存储。这显示了音乐结构充分利用了数据级并行FFT算法。

4.2。信道估计和均衡

部分2.2描述了在我们的优质/ H接收机信道估计。其计算复杂度进行了分析。第一步,即插值方向,进行了副载波分散的飞行员是可用的(参见图3)。它可以描述如下:

第二步是基于分散的飞行员和估计在时间方向上计算在一个OFDM符号,即 在哪里和滤波器系数和依赖支持点,估计点之间的距离,这也是如图3。因此,它需要真正的乘法(RMs)来计算。有568个分散的飞行员在一个8 k OFDM符号。为每个pseudopilot12真正multiplication-accumulations (rMACs)是必需的。有1705在一个8 k pseudopilots OFDM符号。剩余24 rMACs所需的每个分载体最终再计算其周大福系数。有4544个这样的在一个8 k副载波OFDM符号。通道校正需要2 RMs对于每一个载荷副载波。因为分裂的TPS和持续的飞行员载荷副载波通过软件更昂贵比TPS的均衡和持续的飞行员,我们平衡所有的副载波排除分散飞行员,也就是说,6249副载波需要纠正。

在一起需要13634 RMs和129516 rMACs每8 k模式下的OFDM符号的信道估计和校正,等于143150指令并行处理。因为时间方向插值不是因果,FIFO缓冲需要延迟输入OFDM符号。在6-tap时间方向滤波器的情况下,所有的副载波在12 OFDM符号和清洁技术基金在分散飞行员在23个OFDM符号需要存储位置,导致最优质的内存需求/ H接收器。

4.3。Demapping

灰色的映射是用于优质/ H。一副载波解调,在64 - qam,需要8操作。一个软的量化决策需要3的操作和64 - qam,每个负载副载波意味着6柔软的决定。所以操作所需的demapping和量化一个OFDM符号。

每个函数的计算复杂度是列在表中2每秒百万操作要求(拖把),其中一个OFDM符号持续时间924微秒,这决定了实时处理的要求。Reed-Solomon和维特比解码器需求巨大的计算能力,因此作为硬件加速器实现。以这种方式可以减少计算的需求从5678年以前拖把786拖把。4数据路径的数据级并行实时处理要求是减少到1.97亿次每秒。与使用的线程级并行性,这种计算需求可以实惠会见了16个线程在75 MHz 3音乐在大约15%的情况下实现开销,可以充分满足4线程,也就是说,一个SIMD核心,在大约50%的情况下实现开销。

5。结论

在本文中,我们首先分析了例子优质/ H接收机的算法细节,然后简要介绍了架构和编程模型的原型英飞凌SDR平台的音乐。基于算法和硬件体系结构,基于我们的实现音乐,我们估计和部分测量的相关函数的计算需求优质的音乐/ H接收器上。结果表明,它是可行的实现优质/ H接收机与四SIMD核心之一的音乐。应该指出的是,各个功能模块的控制功能并没有被认为是到目前为止。这将是未来的研究工作。

确认

作者欣然承认富有成果的讨论Mirko Sauermann马赛厄斯里,杜米尼克Langen Reinhard Rueckriem,乌尔里希Ramacher教授。这项工作已经由德国BMBF MxMobile (Bundesministerium皮毛陶冶和大幅减退)项目。

引用

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