文摘
多相电机驱动系统已成为一个焦点在许多应用领域,如船舶电力推进,城市轨道交通、航空航天、武器装备,因为它们具有高功率密度、低转矩脉动转矩脉动小,输出功率大,容错性强,可靠性高。然而,由于电动机的相数的增加,电流谐波分量相应增长,从而导致控制性能的降低与三相系统。为了克服这一挑战,实现方法seven-phase永磁同步电动机驱动控制技术的永磁同步电动机基于SVPWM算法是本文深入探讨。模型和实验开发检查其实际可行性。结果表明,near-six矢量SVPWM算法(NSV-SVPWM)实现了比其他方法更好的性能。
1。介绍
多相永磁同步电动机广泛用于特殊场合,如大电流、高电压、和它工作在低电压和高功率驱动电流或电压的没有任何限制。与三相永磁电机相比,永磁同步电动机具有许多优点,如结构简单、体积小、输出功率密度高、效率高、低转矩脉动和振动噪声低,已广泛应用于微型电动汽车领域的(1- - - - - -5]。随着汽车数量的阶段增加,输出的脉冲频率多相电机驱动系统的转矩增加,机械转矩脉动的振幅降低;因此,多相电机驱动系统的静态和动态性能可以提高,和整个传动系统的可靠性提高。维度的多相电机驱动系统,传统的三相电机的三维系统转化为一个多维系统。电机的尺寸的增加使得多相电机的控制策略更丰富,从而使更复杂的运动控制算法更容易实现。
鉴于上述多相永磁同步电动机的优点,seven-phase的永磁同步电动机。然而,由于汽车的增长阶段,当前多相电动机系统的谐波含量较大,导致控制性能的降低与三相系统[6,7]。逆变器的主要来源是非线性电流谐波。为了解决这个问题,国内外专家、学者进行了很多研究[6,8- - - - - -10),比如从电动机的设计改进,改变电机绕组分布和分布的槽降低谐波电流,并从控制策略的角度出发,不同谐波电流解耦子空间(质量大大提高,谐波含量减少6]。
关于seven-phase系统的PWM, SVPWM理论仍然可以用来代表seven-phase系统的行为的自然延伸传统三相SVPWM变换(11,12]。摘要空间矢量调制(SVM)一直延伸到seven-phase电压源逆变器,考虑参考空间向量在所有三个dq飞机(13]。特别是提出的SVM策略意义明确的选择逆变器开关配置在128可能通过特权空间矢量在第一子空间平面,d1 -问1、平衡的一个负责任的正弦输出电压波形(14]。然后,矢量分析的其他两架飞机产生的谐波电流是由发现向量是否产生谐波可以尽可能地抵消。因此,推动基于SVPWM控制算法的实现方法,讨论了低阶谐波电流抑制。
本文的目标是设计一个框架,解决上述挑战。首先,seven-phase静止坐标系的数学模型,详细分析了永磁同步电动机。然后,小说同步旋转坐标变换矩阵,提出了旋转坐标系的数学模型是通过矩阵变换器。然后,第三次谐波子空间和第五谐波子空间推导基于seven-phase桥逆变器的电压空间矢量分布。在分析这些方法的性能,即near-four向量空间(NFV-SVPWM)算法和NSV-SVPWM算法,NSV-SVPWM算法。最后,基于STM32F407主控制芯片的驱动控制平台是专为seven-phase永磁同步电动机。
初步结果已经公布在会议论文(15]。一个更完整的框架seven-phase控制技术的永磁同步电动机提出了低阶谐波电流抑制。我们也详细描述实验分析。剩下的纸是组织如下。第二节给出了数学模型的seven-phase永磁同步电动机。seven-phase SVPWM算法中描述第三节。模拟和实验分析永磁同步电动机中描述和详细讨论第四节。最后,提供了一个总结第五节。
2。数学模型的Seven-Phase永磁同步电动机
研究电机是一个隐藏的极式seven-phase永磁同步电动机。之前学习的驾驶控制系统seven-phase永磁同步电动机,电动机的数学模型建立。因此,为方便分析,以下假设为seven-phase永磁同步电动机的研究:(1)忽视的影响,在铁芯涡流和磁滞(2)电动机的磁路是线性的,和饱和效应将不会发生(3)电动机的定子表面是光滑的(4)忽略电机温度对电机绕组的影响(5)电动机的结构是隐式的,电抗是相等的(6)seven-phase绕组是“Y”类型的连接,空间分布是完全对称的
静止坐标系中,通量方程,定子电压方程、电磁转矩方程和机械运动方程的重要数学模型seven-phase永磁同步电动机。
在自然坐标,seven-phase系统给定的电压方程: 在哪里 是定子电压矩阵,代表了定子电阻矩阵, 来标示的定子电流矩阵, 。 被解释为定子磁通矩阵。
seven-phase的通量方程给出了永磁同步电动机: 在哪里是定子电感矩阵,然后呢代表了永磁磁链。它可以被定义为 在哪里 , 是永久磁铁的磁链幅值和转子位置角,分别。 是相邻的两相绕组轴线之间的夹角。
的转矩方程seven-phase永磁同步电动机给定: 在哪里电机电磁转矩,来标示为电动机磁场能量,是电机的极对数。
隐藏的极转子的电机,和是相互独立的,那么上面的函数可以写成
的机械运动方程seven-phase永磁同步电动机 在哪里来标示为电动机负载转矩,是机械和电气系统的转动惯量。Seven-phase永磁同步电动机是一个非线性系统。的方法(16,17)可以提供一个参考一些参数估计和模型构建。
根据方程(2)- (6)的电磁转矩方程,可以看出定子的直轴和交轴电流seven-phase psm是相互耦合的,这给后续研究带来不便矢量控制理论。因此,有必要选择合适的空间转换和简化的数学模型seven-phase永磁同步电动机。
根据恒功率的原理,从自然坐标系的变换矩阵旋转坐标系统基于矩阵变换的克拉克和公园
如果方程(7)引入方程(2)- (6),通过矩阵变换,电动机的数学模型在旋转坐标系中可以获得。
给出的电压方程seven-phase永磁同步电动机 在哪里
通过这种方式,可以获得其他方程。通量方程seven-phase永磁同步电动机是由
隐藏的极转子电机,力矩方程可以计算 在哪里定子电流的分量吗轴。
3所示。Seven-Phase SVPWM算法
3.1。Seven-Phase桥逆变器
seven-phase电机驱动系统一般由一个seven-phase电压源逆变器的桥梁。类似于三相桥逆变器,seven-phase桥逆变器的拓扑结构是由14个电源开关连接设备,如图1。
为了接近圆形磁场,应该有尽可能多的正多边形的边缘;也就是说,更多的逆变器开关状态的组合应该生成。seven-phase电压逆变器的状态函数 介绍了代表每个桥臂的开关状态,断开和接通的开关由“0”和“1。”然后,seven-phase电压型逆变器可以组合成27 = 128开关状态(18,19]。
在多相电压源逆变器(VSI),开关状态确定负载等效电路配置。因此,开关状态可以分为相应的设置。seven-phase逆变器,这些基本等效电路配置可以分为三种类型,即等效电路,等效电路,等效电路,如图2。因此,开关状态可以表示为三组: , 和 。
从上面的,空间向量获得
旨在产生所需的基本(正弦)组件的输出相电压没有低阶谐波,SVPWM算法。假设直流总线电压被认为是“1”表1介绍了电压矢量的大小关系。
3.2。电流谐波抑制方法
当前谐波(第3,第5)逆变器引起的非线性阶段电流。提高效率和性能的多相电源转换器,电流总谐波应该取消,高度依赖于他们的控制策略。在本节中,详细介绍了SVPWM算法的两种控制策略。
3.2.1之上。NFV-SVPWM算法
通过分析near-four矢量SVPWM (NTV-SVPWM)算法(15),发现中小向量组的空间电压矢量seven-phase运动系统没有充分利用删除相电流的谐波分量。因此,我们考虑到更丰富的基本电压矢量seven-phase逆变器减少谐波分量。附近的两个向量,两个大向量,和子空间基波零向量用于合成参考电压矢量,即NFV-SVPWM算法(20.)的三相SVPWM控制策略是一样的。部门的参考电压利用平行四边形法则合成获得。最大电压向量和向量对应向量组和向量组表1,分别。
seven-phase电动机系统的NFV-SVPWM算法遵循以下原则:所选基本电压矢量给出参考电压矢量的合成基波的空间,和第三次谐波电压矢量合成子空间应该保证零。如图3、在基本波空间电压矢量 , 和 , 在同一个方向,而在第三子空间谐波,电压向量 , 和 , 是相反的方向。为了使第三谐振子空间电压矢量为零,电压矢量的作用时间 , 和 , 成反比的振幅第三子空间谐波的电压矢量。通过这种方式,电压矢量相互抵消而不影响在基波空间电压矢量的合成。
(一)
(b)
例如,在第一个扇区,基本电压矢量 , , , 和 , 选择两个零矢量合成参考矢量 。行动的时间被定义为 , , , 和 ,分别。
类似于NTV-SVPWM分析方法,可以获得以下关系:
降低切换损失,开关信号的电压矢量在部门一个如图4。
3.2.2。NSV-SVPWM算法
众所周知,6组电压向量可以合成所需的电压矢量。然而,电压矢量 , , 和小振幅不不断切换,导致所需的电压矢量不同的方向。所以,定子电压矢量的通量可能抵消。NSV-SVPWM算法的参考向量在每个部门需要六个电压矢量合成的基本小波子空间。前面的分析表明,只有三个向量 , ,和七组基本电压矢量的子空间。因此,NSV-SVPWM算法合成参考电压矢量总共三组六个电压向量: , ,和
例如,在第一个扇区,选择基本电压矢量 , , , , , 和两个零矢量 , 合成参考矢量 。行动的时间被定义为 , , , , 和 ,分别。
旨在减少相电流的谐波含量、电压矢量的合成和子空间应该是零。如图5,可以看出电压向量 , 和在同一个方向吗子空间,而向量中相应的两个向量是相反的吗和子空间。使合成电压矢量为零子空间和 ,相反的向量可以抵消相应的另外两个向量。因此,每个方向的合成电压为零,和当前的谐波抑制。
(一)
(b)
(c)
在基本的子空间,下面的方程了
在第三次谐波子空间,下列方程得到:
同样,下面的方程在第五谐波子空间
根据向量的大小表1替换公式(14)- (16),一组有六个变量和方程解的方程可以表示为
通过这种方式,电压方程列出每个部门基于最基本的子空间 ,第三次谐波子空间和第五谐波子空间 ,分别。这些方程简化为获得一个新的six-element一阶函数在每个部门。例如,在部门米 ,持有以下关系
为了降低切换损失,电压向量为每个部门应该合理安排。部门一 为例进行分析。空间电压矢量的行动顺序安排如下: 。开关信号的电压矢量在部门一个如图6。
4所示。模拟和实验分析
4.1。模拟和分析
该算法在Matlab / Simulink仿真平台中实现。三种控制算法的性能(NTV-SVPWM、NFV-SVPWM NSV-SVPWM)上面提到的部分进行了分析。的参数seven-phase永磁同步电动机的数学模型是一致的。电机的负载为1 N。米,the switching frequency is 20 kHz, and the DC bus voltage is 72V. The stator resistance is ,和d-axis电感和问设在电感是 和 ,分别。永磁磁链是 。转动惯量是 。
仿真结果NTV-SVPWM如图7。在数据7(一)和7 (b),x坐标是(年代),y协调是相电流(A)。可以看出,相电流是正弦,和FFT谐波分析表明,第三和第五谐波含量高达36.65%和17.22%,分别和总谐波(THD是40.61%。结果表明,seven-phase系统扩展从传统三相SVPWM算法具有谐波相电流的问题。
(一)
(b)
(c)
图8介绍了NFV-SVPWM的仿真结果。虽然相电流的正弦分量略高于NTV-SVPWM算法,正弦相电流仍然是非常贫穷的,如图8 (b)。通过FFT谐波分析,可以看出,第三次谐波含量远低于NTV-SVPWM算法,仅为5.31%,而5谐波量还大,官29.13%,总体是16.01%。尽管NFV-SVPWM算法控制谐波子空间的影响,只考虑第三谐振子空间,和第五谐波的干扰子空间并不认为,导致更大的内容5日在相电流谐波。在数据8(一个)和8 (b),x坐标是(年代),y协调是相电流(A)。
(一)
(b)
(c)
图9提供NSV-SVPWM的仿真结果。使用相同的电机参数,仿真结果表明,该相电流的NSV-SVPWM出现微小的变形,如图9 (b)。与此同时,相电压波形鞍波形,如图9 (c),在那里x坐标是(年代),y协调相电压(V)的FFT谐波分析,可以看出,第三和第五谐波电流远低于那些NTV-SVPWM算法,如图9 (d)。第3和第5电流的谐波含量只有4.29%和1.76%,和总拉力是3.51%。
(一)
(b)
(c)
(d)
根据上述三种算法的仿真结果,我们可以看到,NSV-SVPWM取得了比其他方法更好的性能。
4.2。实验和分析
该算法的一个原型就建在实验室和测试。为了确保驱动系统具有良好的实时、经济和良好的运动控制特点,STM32F407VET6芯片的ARM Cotex-M4内核作为主要控制芯片驱动系统的使用。结合seven-phase额定参数的永磁同步电动机,电机实验平台的额定电压72 V,及其物理图谱如图10。
NSV-SVPWM控制模式的相电压波形如图11。不难看到,相电压波形是鞍波,相电压之间的相位差和b相电压是 。相电压的区别和c相电压是 ,如图11 (b)。以类似的方式,一个相电压滞后相电压 ,如图11 (f)。因此,在实验结果的基础上,相电压波形与仿真结果是一致的。
(一)
(b)
(c)
(d)
(e)
(f)
图12介绍了相电流实验波形 。相位的正弦分量电流很高,没有电流谐波。它证明了可行性seven-phase NSV-SVPWM算法的永磁同步电动机驱动控制系统。实验结果与理论分析和仿真结果一致。
5。结论
多相永磁同步电动机需要产生的正弦分量输出相电压,没有低阶谐波。摘要旋转坐标系的seven-phase永磁同步电动机是通过矩阵变换器。消除低阶谐波,NTV-SVPWM算法,NFV-SVPWM算法,彻底讨论NSV-SVPWM算法基于仿真和实验分析。根据仿真和实验结果,可以得出结论,NSV-SVPWM算法不仅抑制当前的高阶谐波,而且具有良好的控制性能。
数据可用性
没有数据被用来支持本研究。
的利益冲突
作者宣称他们没有竞争的经济利益或个人关系可能出现影响工作报告。
确认
这项工作是由中国国家自然科学基金(61673075和61673075号),和部分项目的人才六个行业的峰值(2017 - dzxx - 001), 333年江苏省(没有的项目。BRA2019284),张蜀的科技发展计划项目(CR0201711)。