Multitransmission零双频带通滤波器使用Nonresonating节点为5G毫米波应用

抽象

所述的刨床毫米波与multitransmission零双频带通滤波器提出了一种用于应用5G。该过滤器包括两个双模式开环谐振器。U形nonresonating节点被利用来产生一个额外的耦合路径。最后，获得具有五个传输零点的双频带带通滤波器。该过滤器被制造并进行测量。获得仿真和测量值之间良好的一致性。

1.简介

第五代移动通信系统（5G）目前正在经历快速发展。第三代合作伙伴计划的（3GPP）发布-16，或“5G相2”，应2019 12月。[完成1]。有三种典型使用场景为5G，包括增强型移动宽带（embB基因），大规模的机器类型通信（MTC），并Ultrareliable和低延迟通信（uRLLC），它是由国际电信联盟无线通信部门（定义ITU-R）在2015年实现非常高速的数据传输，5G高频系统将具有宽得多的工作频带以及多频带。如在这些系统中的一个关键无源电路块，带通滤波器（BPF），具有多频带，高频带外的电源抑制和小型化是非常有吸引力[2]。这些的BPF有效地拒绝外的系统的干扰，而在带内，其中一个特定的窄频带需要被强烈地衰减保存处理的信号。很多努力一直致力于设计具有高选择性，体积小，成本低5G毫米波段BPF，如图[2-9]。在[3-五]，基片集成波导（SIW）技术被应用到设计毫米波的BPF。SIW技术具有高Q因子，并与其他平面电路容易集成的优势。在[6]，一魔T与嵌入切比雪夫滤波器响应的带多层开发，低温共烧陶瓷（LTCC）技术，这是它的低介电损耗，高的材料可靠性和兼容性，和鲁棒性的高水平的流行所致。然而，它的应用是由厚的基片的大的特征尺寸的限制。在近几年，随着先进的互补金属氧化物半导体（CMOS）技术的快速按比例缩小，许多片毫米波的BPF已在CMOS技术实现，如图[7-9]，它可以提供良好的性能，但有成本高，难以制造。与上述技术相比，印刷电路技术仍然具有用于毫米波滤波器设计为在低频时，主流技术的优点，例如其低轮廓，易于制造，并与其他刨床电路易于集成。

与多频带和高选择性的带通滤波器是有吸引力的，因为它们能够满足多频段无线通信系统的需求。一般，选择性过滤可以通过通常在有限实频率产生传输零点（TZS）增强[10]。几种方法已经被报道介绍传输零点。在[10]采用信号干扰源/负载交联耦合的原始和简单的方法，以提高过滤器的选择性。在[11]，特殊耦合拓扑被设计为引入不相邻的谐振器之间的电磁耦合。在耦合区域具有蚀刻的电容槽的基片集成波导滤波器中提出[12]。这些槽可以创建一个负耦合系数同时也导致更高的辐射损失。

所述nonresonating节点概念最近被应用到合成高选择性单波段平面滤波器，如所讨论的[13，14]。在[14]，一个阶梯阻抗nonresonating节点被用来引入的源极和负载之间的额外的信号传输路径。底层想法是使用这些元素来产生替代interresonator联轴器利于传输零点的创建。在本文中，高选择性的双频毫米波BPF的通过nonresonating节点的装置的实现被接近。此外，两个双模式开环谐振器在此过滤器中使用。双模开环谐振器是公知的用于其紧凑的尺寸和在已用于带通滤波器的设计[15-17]，其中仅使用单一类型的谐振器，并表现出良好的性能。因此，双模开环通在毫米波应用过滤器是值得研究的。

本文的目的是毫米波滤波器的设计，实现了很好的权衡性能和制造成本之间的呈现。手稿的休息安排如下：第2上的双频带通滤波器的理论基础阐述。Nonresonating节点进行了分析和讨论节3。最后，这项研究的结论部分中描述4。

2.双频带通滤波器的设计

数字1示出了所提出的过滤器的详细结构。事实上，这种过滤器可以看作是五个谐振器的结构。两个双模式开环谐振器被表示为L₁，L₂，L₃，L₄，W₁和W₃。所述nonresonating节点表示为L₇，L₈和W₄，这产生额外的耦合路径。与传统的馈线相比，两个1/4波长谐振器被添加到CPW馈线。

双模开环谐振器是公知的用于其紧凑的尺寸，这比传统的双模式谐振器回路小得多[15-17]。双模开环过滤器可以激励两个非简并模式以及两个可控有限频率传输零点，这可以简单地通过改变扰动的大小来控制。

数字2示出了绘出对于L的不同值的模拟谐振频率响应₂和W₂。如从图中可以看出图2（a），当L₂和W₂被改变偶数模式的谐振频率被有效地移动，而奇数模式的谐振频率要少得多的影响。这也是有趣的通知，从图图2（b）有两个有限频率传输零点时这两种模式分割。一个传输（TZ₁）被分配在通带的左侧，而另一个（TZ₂）经历显著频移。

由于双模式谐振器由对称结构的，偶 - 奇模理论，可以采用以分析其等效电路结构，并在图的等效电路被赋予3。对于连模式的激励，沿虚线对称平面被认为是一开口端，其可以从图中可以看出图3（a）。该谐振器的工作原理是在偶数模式的谐振频率的阶梯阻抗谐振器（SIR）。谐振条件可由下式计算（1） - （7）： 哪里 对于奇模式激发，其等效电路示于图图3（b）。该谐振器的工作原理是在奇数模式的谐振频率的相同的阻抗谐振器（UIR）。谐振条件可以描述为 哪里 ， ， ， ， ， ，子是电长度，相位常数，和特性阻抗谐振器，分别 ， ， ， ， 呈现偶模式谐振频率，奇模式谐振频率，分别。

当在偶数模式或奇数模式输入导纳是零可获得的两个传输零点的频率。值得注意的是，这两个和可以通过这个微带谐振器的半波长大致估计。它们是由获得（9） - （10）： 哪里是基片的有效相对介电常数。

3. Nonresonating节点分析

Nonresonating节点已被用于产生传输零点，因为它们可以提供多个信号路径的相互作用[18，19]。为了解释nonresonating节点，基于低通原型中描述了一种nonresonating节点的原始方法。低通原型nonresonating节点的元件由在所述方法中给定的[19，20]，以产生具有预定的传输的响应。

与在级联配置无传输零的二阶滤波器的耦合方案显示在图图4（a）。黑暗节点谐振器和连接它们的线导纳逆变器。这实现相同的响应二阶损失通原型显示在图图4（b）。注意的附加nonresonating节点的存在下，示出如在此原型图案化的圆圈。

对于两个小区在图4是等价的，它们必须具有相同的节点方程（导纳矩阵）或相同的正常模式。在图的小区的节点矩阵方程图4（a）在被示出 哪里被归一化频率，V1和V2是节点电压，并且E1和E2以相同的节点激励。谐振器的归一化频率偏移J个₁₁和J₂₂， 分别。在另一方面，在图的小区的节点矩阵方程图4（b）是（谁）给的 哪里是未外部激励内部nonresonating节点的电压。谐振器的归一化的频率偏移分别为b1'和b2'，。该NRN的纳是JNRN。如果电压VNRR从消除（12），利用最后一排，我们得到新的矩阵方程： 通过直接比较（11）和（13），我们得到图级联单元的耦合矩阵的元素图4（a）在与图的内部nonresonating节点的单元的元件的术语图4（b）中，所描述的（14） - （16）。

在我们的设计中，一个U形nonresonating节点被用来增加源负载耦合路径。在图的插图中的耦合和路由方案4可以用于所提出的滤波器的结构进行建模。对于所设计的双频带通滤波器耦合结构显示在图五，其中谐振器1和2表示两个双模式开环谐振器和谐振器3和4表示L形馈线谐振器。白圈是源和负载;蓝色圆圈谐振节点;图案化的圆圈是nonresonating节点;实线是主要直接耦合;虚线是轻微的交叉偶联。数字图5（a）示出了在较低的谐振频率和图的方案图5（b）是在上共振频率。注意图五给出了主要耦合结构;其他一些很小的耦合也可以发生在提出的过滤方案。

事实上，这nonresonating节点是在严格意义上某些频率的谐振器;它的工作原理是在我们的设计失谐折叠开放式传输线谐振器。这种特殊的几何形状可以帮助创建通带的两侧的一对传输零点。由图可见2中，奇数模式的谐振频率位于低通带，而偶数模式的谐振频率是在较高通带。此外，两个L形的馈线（由L所述_五和W₂）作为工作两个谐振器和它们的共振频率也在较低通带。为了证明这一点的设计理念，没有nonresonating节点的过滤器也将被模拟。需要注意的是两个过滤器之间的唯一区别在于是否有一个nonresonating节点;在其余的参数是相同的。性能比较示于图中所示6。很显然，两个额外的传输零点产生与nonresonating节点。

4.结果与讨论

基于以上的讨论中，一个双波段毫米波带通滤波器已经被制造并进行测量。该过滤器被制造在衬底5880罗杰斯具有2.2的介电常数，0.001的损耗角正切，并且为0.254毫米，这可以抑制高次模式的发生，并在基板表面波的厚度。这种双频带滤波器的尺寸如图所示1为L₁= 1.4毫摩尔L-₂= 0.6毫米，L₃= 0.8毫米，L₄= 1.2毫米，L_五= 3毫米，L₆= 6.7Hz毫米，L₈=0.8毫米，W₁= W₂= W₃= 0.3毫米，和W₄= 0.2毫米。这对我的宽度/ O馈线为W₁= 1.5毫米。所提出的过滤器的照片显示于图7。该过滤器尺寸为8×9毫米²（1.17λ克X 1.04λg，其中λg是在28千兆赫的波导长度）。

的测量和模拟的结果示于图8，其中测量的结果由Keysight N5227A网络分析器和Cascade探针台峰会11K进行。得到的仿真和测量结果吻合良好。两个通带为中心接近28.1 GHz和31.1千兆赫，具有-3的分别为6.4％和3.8％，分贝分数带宽（FBWs）。有通带两侧五个传输零点，大大提高了过滤器的选择性。在28.1 GHz的产生的第一通带的衰减斜率是在左侧和右侧38.25分贝/ GHz的271分贝/千兆赫;生成的第二通带的每一侧上的衰减斜率是70.323分贝/ GHz和30.04分贝/ GHz的，分别。在通带和频率偏移小更高的插入损耗可以被观察到。的模拟和测量结果之间的偏差主要是由于两个原因。其一是由于制造公差;毫米波滤波器是其制造精度非常敏感。 Second, the discontinuity between the RF probe and our filter is not considered in our simulation, which may not be ignored at high frequencies.

为了进一步证明所提出的双频带滤波器的性能，与以前报道的比较滤波器毫米列在表1。可以发现，所提出的过滤器已经实现了选择性，尺寸和制造成本之间一个很好的权衡。

五，结论

的高选择性刨床毫米波双频BPF通过级联两个双模开环谐振器具有一对L形的馈线的开发。两个奇模式谐振在较低通带和两个偶数模式在高通工作。所提出的U形nonresonating节点用于产生交叉耦合。其结果是，获得了5个传输零点，从而有效地增强了这种滤波器的选择性。最后，毫米波双频BPF与28.1 GHz和31.1千兆赫的测量的中心频率和分别为6.4％和3.8％，一FBW制造。这种设计实现了性能和制造成本之间一个很好的权衡。

数据可用性

用来支持这项研究的结果的数据是可用的，请相应的作者。

利益冲突

作者宣称，有兴趣就本文发表任何冲突。

致谢

这项工作部分是由国家科技部中国科学技术部科技重大专项，部分由中国国家自然科学基金资助项目（批准号。2016ZX03001007下）（批准号61370008下）的支持。

参考

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