寄生补偿电路0.8-2.7 GHz高功率CLASE-F谐波调谐功率放大器的设计

抽象的

介绍了一种高效、高功率宽带GaN HEMT功率放大器的设计、实现和测试。通过一种新的补偿电路设计，大大降低了封装的寄生效应，提高了阻抗匹配的精度。在传统的f类结构的基础上，提出了一种改进的结构，该结构能有效地控制所有的偶数次谐波和第三次谐波。将阻抗步进匹配方法应用于三次谐波控制网络，对扩展带宽有积极的影响。使用CGH40025F功率晶体管搭建功率放大器，工作在0.8 ~ 2.7 GHz，实测饱和输出功率20 ~ 50 W，漏极效率52% ~ 76%，增益电平大于10 dB。第二次和第三次谐波抑制水平分别保持在−16 ~−36 dBc和−16 ~−33 dBc。该功率放大器的仿真与测试结果具有良好的一致性。

1.介绍

随着无线通信技术的飞速发展，对通信速度和频率资源的要求越来越高[1]。例如，在第四代移动通信技术中，基站中使用的射频功率放大器预期具有高性能，例如高效率和高输出功率。为了提高通信系统的能效和信号覆盖面积，功率放大器的效率和输出功率是自2000年以来的热门话题[2-4.]。同时，为了涵盖更多的运营商的运行频带，功率放大器需要具有良好的宽带性能。因此，功率放大器作为通信系统中最关键模块的功率放大器的重要性是不言而喻的。

谐波调谐是提高效率和输出功率的关键技术之一。各种操作类，如class-e [5.), f级(6.]和反f类[7.]已提出。特别是，由于其优异的性能，F类操作引起了注意力[8.]。F类功率放大器的典型电路模型如图所示1其中COUT和Lout表示晶体管的包装寄生效应。

在时域中的晶体管的输出电压和电流可以表示如下： 在哪里是谐波的顺序和和是输出电流和电压的阶段阶,分别。在一定的频率下，电流和电压都与阻抗有关。每个谐波的阻抗可以表示为 在哪里 ．

根据F类功率放大器的理论[9.]，当所有偶次谐波的阻抗匹配为零，奇次谐波匹配为无穷大，基频匹配为50 Ω时，可预期高效率和高输出功率。然而，由于无限次谐波的存在以及封装的寄生效应导致基阻的偏移，在实际应用中很难达到上述要求。进一步的分析将集中在这两个方面的改进，以提高f类功率放大器的性能。

提出了一种新的结构来补偿封装的寄生效应，提高功率放大器的谐波控制能力。我们采用CGH40025F晶体管设计了一个功率放大器，工作频率为0.8 ~ 2.7 GHz，相对带宽为109%。设计的功率放大器实现了超过43 dBm的饱和输出功率，平均漏极效率大于60%。近年来宽带功率放大器的研究工作见表1．显而易见的是，与以前的作品相比，这项工作取得了很大的进步，这些作品在输出功率，排水效率，操作频率和整个频带上的增益方面发表。

2.f类功率放大器的分析与设计

2.1。寄生效应补偿

随着频率越大，寄生效应变得越来越不可止了。忽略包寄生效应将导致晶体管输出阻抗的不匹配。基本阻抗的控制是首先优先减少阻抗不匹配，因为基本是主要输出信号。

晶体管和相应的谐波控制网络的传统电路如图所示2（a）[14.]。提出了如图所示的新颖结构2（b）．充分考虑实际包装效果(和），提出了电路（引入补偿电路TL4，TL5和TL6）的改进，使得封装寄生效应在一定程度上以基本频率缓解。

在该类F功率放大器的理论推导中，理想的参考平面是电源晶体管的电压控制电流源表面（图2（a））。但由于实际包装的物理限制，输出引脚只能到达包装平面（绿色虚线盒）（图2（b））。该位置偏离理想的参考平面，将寄生效应引入实际模型。

微带线TL4，TL5和TL6用于调节电长度和特性阻抗，使得实际的晶体管的输出阻抗靠近理想的输出阻抗，而无需包装。可以观察到，通过添加寄生调节，可以将测量的晶体管输出阻抗（黑色曲线）移位到补偿阻抗（蓝色曲线），该寄生调节更靠近理想的模拟阻抗（红色曲线），如图所示3.．在图中给出了寄生补偿之前和之后的测量比较4.．可以看出，在添加寄生补偿电路后，可以看到排水效率和输出功率增加。显然，寄生效应减少，从而可以通过这种设计更好地实现基本阻抗匹配。

2.2。高阶谐波抑制

根据图2（a），观察到通过采用高Q谐波控制网络来实现传统的F类功率放大器，其只能将谐波与第三顺序匹配。这种传统的谐波控制网络严重限制了带宽以及控制更高阶谐波的能力;因此，它大大影响了F类功率放大器的效率和输出功率[15.那16.]。

在图中提出了一种改进的谐波控制网络设计2（b）．来自四分之一波阻抗转换的原理，短路端子TL11与TL3组合的输入阻抗可以表示为 在哪里是TL3和TL11的特征阻抗，是(）谐波，和是基本频率。

径向线条TL10可以在宽带宽度上保持相同的阻抗特性。选择TL10和TL9的总电长度λ./ 8（λ.是波长的基本)。开端子TL10与TL9结合的输入阻抗可近似表示为 在哪里是TL9和TL10的特征阻抗和是( ）谐波。输入阻抗可以从（3.） 和 （4.）

从（5.)时，所有偶次谐波的阻抗都匹配为零。

考虑到匹配的难度和电路布局的有限区域，奇数谐波与第三顺序匹配。步进阻抗匹配技术应用于F类功率放大器的谐波控制网络，从而大大减少了谐振网络的质量因子。微带线TL2，TL7和TL8被添加到谐波网络，调整辅助线。与TL1一起，第三次谐波被抑制。对于TL1，点A处的输入阻抗可以表示为 在哪里是tl1和tl1的特征阻抗是三个谐波。第三次谐波保持零。输入阻抗可以表示为

和分别为TL2和TL8的特性阻抗。TL7是减少阻抗失配引起的反射的步进阻抗线。理论上当TL2和TL8的总电长度相等时 ，在某个频率范围内，第三次谐波的阻抗在高阻抗区域处保持良好，这需要 ． 和 分别为TL2和TL8的电长度。

新提出的C类功率放大器拓扑（图2（b））优于传统结构（图2（a））从某种意义上，即使谐波可以与零匹配，并且谐波的阻抗在更广泛的频带（偶数谐波处保持在低阻抗，并且第三次谐波保持在高阻抗处）。

第二次谐波（1.6-5.4GHz）和第三次谐波（2.4-8.1GHz）的模拟阻抗显示在图中5.对于这两个拓扑。与传统结构相比，新结构表明，第二谐波和第三次谐波的阻抗分别在整个频带上的低阻抗区和高阻抗区中更好地维持。

两个不同拓扑的漏极电流和电压仿真显示在图中6（a）和6（b）， 分别。可以观察到，漏极电流的重叠和新拓扑中的电压波形减小，因此新拓扑的效率和输出功率越来越高。

谐波控制网络也被添加到输入中。第二和第三次谐波的阻抗分别与零和无限相匹配。输入和输出的基本阻抗需要与50Ω匹配。设计的功率放大器的最终原理图显示在图中7.．

3.制造和测量结果

这项工作采用的晶体管是CGH40025F，这是来自Cree公司的GaN Hemt。宽带功率放大器在旋转器基板上实现，介电常数为3.66，厚度为0.762mm，如图所示8.．栅极偏压被设置为-2.7 V.在32V中设置漏极电压而不是通常建议的28V以效率为代价提供更高的输出功率。使用连续波进行测量。输出功率，排水效率，功率增加效率（PAE）的测量和仿真结果非常吻合，如图所示9.和10.， 分别。测量的饱和输出功率为43 dBm和47 dBm，从0.8到2.7 GHz提供109％的带宽。排水效率和PAE分别在52％-76％和48.5％-71％之间，增益高于10 dB。

在1.4 GHz时测得的最大输出功率为47 dBm，在2.7 GHz时测得的最小输出功率为43 dBm。在2ghz时测量的最大漏极效率为76%，在1.8 GHz时最大PAE为71%。基于上述结果，证明了新提出的结构在实现高效率、高输出功率的宽带f类功率放大器中是可行的。

测量的排水效率和增益与0.8,1.7,2.0和2.6 GHz的输出功率如图所示11.和12.， 分别。选择这些频率，以涵盖我们感兴趣的频率范围，其中0.8 GHz和2.6 GHz是较低和上频率，1.7GHz是中心频率，2 GHz是排水效率最大的位置。随着数字所示的输出功率的增加，排水效率逐渐增加11.．高输出功率可以获得高排水效率。

人们可以看到，当输出功率达到特定值时，增益开始快速下降，同时效率增加，如图所示12.和11.．增益的减小表明线性度的损失。结果表明，要同时获得高效率和高线性度是非常困难的，因此我们必须权衡功率放大器的设计。

数字13.显示了1.7 GHz的测量和模拟的排水效率和增益与输出功率。当输出功率到达43 dBm及以上时，增益开始下降，但效率继续增加。模拟和测量在可接受的范围内彼此一致。

数字14.示出了相对于基本频率输出功率的模拟和测量的第二和三次谐波失真功率电平。较低频率下的谐波抑制水平不像高频一样满足，因为相对测试频带宽，并且低频的谐波在测量期间不可避免地包括在高基极频率中。为了更好地匹配基本，我们需要在较低的频率谐波阻抗匹配上妥协。第二和三次谐波抑制水平分别在-16至-36dBc和-16至-33dBc中保持。

4。结论

本文提出了一种新颖的架构，以补偿由于包装寄生和抑制谐波的基本阻抗抵消，以实现高效率和高输出功率。通过测量结果验证了结构的可行性。测量结果表明，相对带宽在0.8-2.7GHz范围内为109％，饱和输出功率超过43 dBm，平均效率超过60％，增益高于10 dB。结果表现出传统的F类功率放大器的显着优势。

利益冲突

作者声明他们没有利益冲突。

致谢

这项工作得到了浙江省自然科学基金的重点项目（NO.LZ16F010001），浙江省公共技术研究项目（2016C31070）和中国国家自然科学基金（第61306100）。

参考

1. P. Wright，J. Lees，J.Benedikt，P. J. Tasker和S. C. Creps，“一种在线性和宽带PA中实现高效类-J的方法”，“微波理论与技术的IEEE交易，卷。57，没有。12，pp。3196-3204,2009。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
2. A. Inoue，T. Heima，A. Ohta，R. Hattori和Y. Mitsui，“F类和逆等级放大器的分析”IEEE MTT-S国际在微波研讨会中的课程，卷。2，PP。775-778，2000年6月。查看在：谷歌学术搜索
3. S. Goto，T.Kunii，A. OHTA等，“偏压条件和输入谐波终止对高效率逆等级-F放大器的影响”第31届欧洲微波会议的诉讼程序，2001年9月。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
4. Z. Kaczmarczyk，“高效级，EF2和E / F3逆变器”，IEEE工业电子产品交易，卷。53，不。5，PP。1584-1593，2006。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
5. T.Pilipek，“高效GaN HEMT Class-E功率放大器的设计与优化，”第35届IEEE地区10次会议，滕顿2015年会议，Mac，2015年11月。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
6. J. Lin，Z. Zhang，K. Yu等人，“具有高谐波抑制匹配电路的线性增强宽带Class-F功率放大器，用于S频段应用”微波和毫米波技术的诉讼程序（ICMMT）国际会议，卷。1，pp。270-273,2016。查看在：谷歌学术搜索
7. L. Dong，S. He，F. You和Q. Lei，“高效级-F-1功率放大器设计，具有输入谐波操作”2012年IEEE电力放大器的IEEE主题会议的诉讼程序，PAWR 2012，pp.1-4，美国，2012年1月。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
8. N.Tuffy，L. Guan，A.Zhu和T. J. Brazil，“一种简化的宽带设计方法，用于线性化高效连续类功率放大器，”微波理论与技术的IEEE交易，卷。60，否。6，pp。1952-1963,2012。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
9. M. Hayati，A. Sheikhi和A.Grebennikov，“F类功率放大器具有高功率升高的效率，使用Bowtie谐波控制电路”IEEE微波和无线组件字母，卷。25，不。2，pp。133-135,2015。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
10. K.Mimis，K.A.Morris，S.Bensmida和J.P.P.McGeehan，基于混合类J操作的4G通信系统的多通道和宽带功率放大器设计方法，“微波理论与技术的IEEE交易，卷。60，否。8，pp。2562-2570,2012。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
11. T. Canning，P. J. Tasker和S. C. Crepps，“连续模式功率放大器设计使用谐波剪切轮廓：理论和实践，”微波理论与技术的IEEE交易，第62卷，第2期。1，页100-110,2014。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
12. P. Saad, C. Fager, H. Cao, H. Zirath, K. Andersson，“一种高效2- 4ghz倍频带宽GaN-HEMT功率放大器的设计”，微波理论与技术的IEEE交易，卷。58，不。7，pp。1677-1685,2010。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
13. A. Grebennikov，“具有分流电容和分流滤波器的高效类功率放大器”，IEEE电路与系统汇刊I:常规论文，卷。63，否。1，pp。12-22,2016。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索
14. S. F. Ooi，S. Gao，A. Sambell，D. Smith和P. Butterworth，“高效Class-F功率放大器设计”2004年研究生高频学术研讨会论文集，pp.113-118，GBR，2004年9月。查看在：谷歌学术搜索
15. Y. Wang，W.L.Fu，和Y.Z. Dong，“A 8.8 GHz Class-F GaN功率放大器，用于太阳能卫星，”IEEE国际会议的诉讼程序，pp。597-599,2015。查看在：谷歌学术搜索
16. T. Sharma，R. darraji和F.Ghannouchi，“高效连续模式的设计方法论和谐功率放大器”IEEE广播和无线研讨会的程序，RWS 2016，pp.149-150，美国，2016年1月。查看在：出版商网站|谷歌学术搜索

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