一个SIW带通滤波器使用缺陷接地结构与CSRRs的设计

摘要

在本文中，一个基板使用缺陷接地结构（DGS）具有互补开口环谐振器（CSRRs）提出集成波导（SIW）带通滤波器。通过使用CSRRs和DGSS，两个通带的固有共振特性，在中间传输零点已经实现。的两个通带的谐振模式是不同的，并且所述第二通带的带宽比所述第一个的宽得多。为了增加外的带外抑制，一对哑铃DGSS的已被添加在CSRRs的每一侧。该结构采用等效电路模型分析，基于EM仿真软件模拟。进行验证，所提出的过滤器被制造并进行测量。测量结果与模拟结果吻合较好。

1.介绍

基板集成波导(SIW)于2003年首次提出[1]。根据TE_ñ0传输模式，经由SIW孔代替了矩形波导的带金属的两行中的侧金属壁，其常规波导转换成平面结构[2-4]。因此，SIWs不仅具有高品质因子和其类似于金属波导也具有紧凑的尺寸的突出的优点低辐射损耗特性由于它们的平面的物理结构。SIWs已应用于滤波器，振荡器，功率分配器，耦合器，以及许多其他微波元件的设计。互补开口环谐振器（CSRR）在2004年提出了作为3D超材料[五]可以表现出负磁导率接近其谐振频率，并且因此可以被认为是复合右/左手（CRLH）结构。当CSRRs在SIW采用，通带根据可创建SIW的截止频率低于消散模式[6，7]，这可以进一步缩小SIW微波器件的尺寸。对于有缺陷的地面结构(DGS)，在微波区域可视为“电磁带隙”(EBG)结构[8，9]和结构由以创造额外传输零点蚀刻金属层上的周期性或非周期性的图案来实现。当在滤波器的设计中采用的DGS，外的带外抑制可以不设置上述通带的插入损耗[主要的影响来改善10]。

基于以上提到的三种不同的结构，在本文中，其中大部分紧凑的尺寸和更宽的通带的新颖的双带通滤波器是由这些结构组合在一起提出。由于独特的谐振特性，两个不同的谐振模式已经实现，以形成所述通带和在所述两个通带之间产生的传输零点。对应的等效电路进行了分析和全波仿真和实验测定的结果，已经给出。

2.理论与分析

如图1， SIW由三层组成，即铜平面、基板层和地平面。在边缘平行位置蚀刻金属通孔。对于SIW谐振腔，在TE_m0n模式中，谐振频率可以被计算为 哪里是电磁波在真空中的速度和是相对介电常数。对于SIW腔，TE₁₀₁是主模，及其对应的共振频率F₁₀₁可以表示为

电场在TE处的分布₁₀₁谐振模式在图中描绘2。电磁能量主要分布在SIW腔的中心。因此，可以抑制辐射损耗，从而提高质量因子。通过与传统微带谐振器的比较，降低了插入损耗，获得了更好的传输性能。

CSRRs的物理结构在图中描绘了图3（a）。蓝色部分是金属，黄色部分是蚀刻的CSRRs。它们由两个分裂的共振环组成，较小的在较大的共振环内部，其开口相对。在接近谐振频率的情况下，在垂直轴向电场的激励下，CSRRs表现为一对电偶极子。因此，CSRRs可以看作是并联电路，如图所示3 (b),在那里和分别为环的自电容和互感系数;它们的值可以计算为 哪里和外圈的单位特性电容和电感是多少和为内圈的单位特性电容和电感。则可计算出各谐振腔的谐振频率为

当CSRRs在SIW采用，可以创建与SIW的截止频率低于渐逝谐振模的通带，因为CSRRs作为电偶极子工作。因此，CSRRs可用于小型化常规SIWs的大小。为了增加外的带外抑制，缺陷地结构（DGS）可在基片集成波导来施加。哑铃DGS的物理结构示于图4(一)。将底层金属层蚀刻成“H”形，这种结构可以防止电磁波在某一频率点在传输线中传播，从而产生传输零点(TZ)(如图所示)五）。的DGS的等效电路示于图4 (b)，并且如果TZ被适当地设计的，它可用于提高外的带外抑制在过滤器中。电路元件和可以计算为 哪里和是阻带的截止频率和谐振频率，分别。

为了实现所提出的滤波器中，首先，在通带的谐振频率产生通过基于SIW的截止频率低于消散模式的CSRRs被计算和设计。第二步骤是在CSRRs的每一侧添加一对哑铃DGSS来创建一个额外的传输零点能够增加外的带外抑制。对于CSSRs，它们的行为状复合右/左手谐振器，它可以产生SIW腔的消散模式。这个渐逝共振是CSSRs，其中电场，磁场，和传播矢量满足左手规则，这是违背仅右手规则可被满足传统的谐振模式的负谐振模式。H形DGSS被放置在输入和输出馈线的附近。它们为一对“门”阻断在特定频率电磁波的传输的工作;因此，可以有意识地产生传输零点。在其中DGSS充当微波带隙结构的频率，电磁能量通过两个H形DGSS辐射到自由空间。因此，通带之间的隔离可以提高。并以这种方式，当然，DGSS和CSRRs并不是完全独立的。 The influence between DGSs and CSRRs cannot be neglected due to parasitic effects as well as the weak coupling, and therefore the next step is to tune and make optimizations using EM simulation software. After satisfactory results have been achieved, the final step is fabrication and measurement to verify the correctness of simulation results.

3.仿真和测量

所提滤波器的拓扑结构如图所示6。的CSRRs被放置在基片集成波导空腔的中心，以在频率响应的通带。两个哑铃DGSS被放置在CSRRs的每一侧，以产生额外的传输零点这可以增加这些两个通带之间的隔离。The input and output ports are microstrip feed lines with characteristic impedance of 50 ohm. In order to increase the effectiveness of electrical feeding, a pair of tapers function as transition of the transmission line is added between the microstrip line and the SIW.

The filter is fabricated on the Taconic RF-35 substrate with the thickness of 0.508 mm, relative dielectric constant of 3.50, and loss tangent of 0.0018, as shown in Figure7。滤波器的几何参数列于表中1。该过滤器是使用EM全波仿真软件HFSS仿真并且使用矢量网络分析仪罗德与施瓦茨公司的ZVA40测量。的仿真和测量结果显示在图中描绘8。在2ghz到14ghz的频率范围内创建了两个通带。第一通带工作在SIW截止频率以下的倏逝模式。其中心频率为5.4 GHz，插入损耗为1.1 dB，相对3 dB带宽为17.2%。第二通带在TE工作₁₀₁谐振模式。Its center frequency is 10.1 GHz with the relative 3 dB bandwidth of 55.2%. These two passbands work at different resonant modes, and the bandwidth of the second passband is much wider than that of the first one. A transmission zero is produced at 6.9 GHz with the measured rejection level of 27.2 dB. It can be found that the measured results are in good agreement with the simulated results and the discrepancies are mainly due to the uncertainty of fabrication. The performance comparisons with other recent published SIW filters are given in Table2。优点提出的过滤器是相当明显的。Much wider 3 dB fractional bandwidth has been achieved and the size of the filter is very compact, also the insertion loss is acceptable.

4.结论

在本文中，使用与CSRRs DGSS一种新颖的基片集成波导带通滤波器已被提出和分析。三种不同结构组合在一起以实现所提出的滤波器。两个通带被消散模式和TE创建₁₀₁模式。通带之间的排斥电平由于DGSS产生的传输零点改善。The measured results are in good agreement with the simulation results, and, by comparing with other similar filters, the proposed filter has the advantages of much compact size, lower insertion loss, and wider 3 dB fraction bandwidth, which makes it feasible and applicable in modern microwave communication circuits.

利益争夺

作者声明，本论文的发表不存在任何利益冲突。

致谢

这项工作是由中国国家自然科学基金（编号61563015），在中国的教育部人文社会科学青年基金（编号13YJCZH089），以及中国的江西省教育委员会青年基金（不支持。GJJ14401）。

参考

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