高压开关型功率放大器的设计基于数控混合多级转换器

文摘

与传统的阶级相比,b类,ab类放大器,d类放大器,也被称为开关放大器,采用脉冲宽度调制(PWM)技术和固态开关设备,能够实现更高的效率。然而,PWM-based开关放大器通常是用于低压应用程序,提供几百伏的最大输出电压。因此,升压变压器是必不可少地采用PWM-based d类放大器产生高压输出。本文没有升压变压器的开关放大器是基于数字脉冲阶梯调制(PSM)和混合多级转换器。输入信号的控制下,级联电源转换器与独立的直流源在PSM模式切换到直接产生高压和大功率输出。相关的拓扑结构、工作原理和设计方案。最后,构建一个原型系统,它可以提供功率1400瓦,峰值电压高达±1700伏特。和性能,包括效率、线性度和失真,通过实验测试评估。

1。介绍

甲级、b类和ab类放大器通常称为线性放大器的开关设备在线性模式经营,而d类放大器也称为开关放大器,开关设备的完全开启或完全关闭,操作开关模式。这意味着当开关进行(打开)几乎没有电压的开关,当开关没有进行(关闭)没有电流通过开关。所以理论上理想的d类放大器的效率是100% (1]。事实上,常用的半导体开关设备,如IGBT(绝缘栅双极型晶体管)和MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管),饱和压降或开态阻力时打开。虽然力量的一部分已经消耗热量的开关,效率超过85%可以在大多数情况下实现d类放大器。相比之下,线性放大器的理论效率78%最大(2]。

在一个典型的d类放大器,输入信号转换成一系列的脉冲通过脉冲宽度调制(PWM),作为驱动功率开关控制信号。开关设备和直流源实现功率和电压放大。在d类放大器的输出级,低频放大信号被过滤检索整个负载高频载波。由于其单一的网格状或全桥拓扑,PWM-based开关放大器通常数十或数百伏的输出峰值电压(3]。升压变压器似乎是一个现成的解决方案来提高输出电压,由于现有PWM-based开关放大器可以提供足够的输出功率。然而,吵闹的和重型midfrequency升压变压器将使整个放大器系统笨重且昂贵的。更糟糕的是,插入放大器和负载之间的升压变压器将引入额外的功率损耗,从而降低整个系统的效率。我们的一个外部合作伙伴面临这样一个困境。他们建立了一个模拟PWM-based开关放大器,用笨重的升压变压器的额定电压1000伏和额定功率1000瓦的1000欧姆电阻的操作频率范围100 - 1000赫兹。但平均系统效率约为70%,呈现一个挑战来冷却。更重要的是,笨重的升压变压器的重量超过50公斤,几乎三分之二的总重量。我们的目标是重建一个开关放大器主要要求如下:输出电压1000 Vrms。输出功率1000 W。总体效率在85%以上。输出失真降至2.5%以下。总重量不超过80公斤。

要求对效率高、重量轻排除使用升压变压器的可能性提高电压。从电力电子的角度,所需的开关放大器可以被认为是一个可编程的高压电源的操作在开关模式下输入信号的控制下。人大——(基于中性点夹)和级联h桥(全桥)多级转换器是两种常用的拓扑直接产生高压输出(4,5]。前使用一个高压直流源和多个级联半导体开关和钳位二极管或飞电容,通常涉及复杂的电压平衡措施(6- - - - - -8]。后者采用模块化设计,每个转换器由低压直流源和四个半导体开关。因此需要大量的半导体开关和控制信号当使用多个级联全桥转换器产生高压输出。

为了直接生成高压输出,减少电力半导体开关,一个新的电路结构,称为混合多级转换器,提出了。相应的控制方案的基础上设计脉冲步调制(PSM)采用数字信号处理技术。部分2介绍了设计方案,部分3给出了性能测试,和部分4是结论。实验结果表明,这种新的系统能够提供1400瓦和±1700伏电压峰值效率高和低失真。

2。高压开关放大器的设计

图1显示了开发的高压开关型功率放大器原理框图。

如图1这个开关放大器由四个单元,控制单元、混合转换器单元、电源单元,分别和辅助单位。工作流如下。

小型模拟输入信号首先预处理,然后由12位数字化模拟-数字转换器(ADC)。根据ADC数据和用户设置,PSM调制生成一组开关信号,进一步孤立和申请前混合转换器单元驱动的。相应的开关信号的控制下,多级从单独的低压直流电源转换器转换能量来源增加调制开关信号和全桥负责积极和消极之间的转换阶段。在最终的输出阶段,一个低通滤波器用于检索预期放大输出波形。

为了效率和可靠性,整个系统是利用数字信号处理技术开发的。PSM调制实现了高性能浮点数字信号处理器(DSP)和高容量的现场可编程门阵列(FPGA)。辅助单元采用数字技术在大部分程度上,像人机界面(HMI)设置增益等参数,测量输出电压和电流,监测温度,等等。

下面的章节详细介绍要点开发±1700 Vp / 1400 W开关型功率放大器,其中效率有望不少于85%的低失真midfrequency范围(100 - 1000赫兹)。

2.1。脉冲调制步

成为布朗公司提出了脉冲步调制(PSM),它广泛应用于短波发射机和高压电源(xrii) [9- - - - - -11]。图2说明了电路原理和工作原理,基于psm xrii四其每个变换器的输出电压。

如图2(一个),基于psm xrii基本上由多个(在本例中4)功率转换器连接在系列中,工作在开关模式下输入参考信号的控制下(这里以semi-sine波为例)。每个电源转换器都有一个单独的低压直流源,半导体开关,和一个自由二极管D [12]。二极管是提供一个低阻抗路径对应的转换器是关闭时,允许从其他工作电流转换器通过。无论在二极管和开关电压降,总输出电压仅仅是单位阶跃电压等于几次根据开启电源逆变器的数量。显然,实际输出电压只是一个大致逐步逼近期望的波形,这称为步调制(SM)。进一步细化输出,脉冲宽度调制(PWM)和LC组件采用平滑的过渡到另一步。把图2(一个)作为一个例子,让开关S1 ~ S3在SM运营模式,让开关S4在PWM模式下运行;过滤后的输出电压在负载作为一个蓝色实线绘制在图2 (b)。

如上所述,PSM由粗SM和细脉宽调制。图2 (b)显示每个SM操作在一个相当低频率与输入参考信号相同。也注意到PWM需要切换速度远远超过SM实现输入信号的精确表示。尼奎斯特定理后,PWM需要运行至少两次最大输入频率,但实际的设计通常采用更高的比率(通常10 - 50)为减少失真(13]。理论上,高频PWM可以改善输出波形。然而,开关损耗增加切换变得更快。一般来说,PWM将输出波形和开关损耗之间的妥协,这取决于实际应用。

2.2。混合动力转换器单元

如图2基于psm, xrii只能生产单相电压。为了操作作为一个放大器,电路需要进一步修改。常规方法是每个变换器采用全桥结构,采用四个开关和两组开关信号产生0 ~±。然而,它会增加系统成本和控制复杂性如果许多全桥转换器用于产生高电压。

摘要混合多级转换器的设计,分别输入信号的振幅和相位信息调制。如图3,8级联功率转换器(PC1 ~ PC8)生产所需的振幅而全桥(Q1 ~第四季度)组成的控制阶段。与级联全桥转换器相比,该混合体系结构采用了较少的开关和控制信号。

功率转换器PC1 ~ PC8是相同的,除了对应不同的开关信号。每一个由220 V / 3分开一个直流源,半导体开关年代,随心所欲的二极管d .考虑到切换速度和功率损耗,半导体开关S1 ~ S8都使用功率mosfet,开态阻力小。随心所欲的二极管D1 ~ D8采用快速恢复二极管。密集的模拟和测试确认MOSFET和二极管的最大潜在的差异在所有情况下,可以使用如此多的可用功率场效应管,如IRF840 2 sk1507, FMV11N60E。2 sk1507的典型漏源极开态电阻= 0.85Ω。二极管采用MUR860最大瞬时正向电压降= 1.5 V。开关S1 ~ S7和S8的控制下SM1 ~ SM7和PWM开关信号,分别。

完整的桥是由四个离散igbt Q1 ~第四季度,开关信号的控制下阶段−+ /阶段。当输入信号是负的,Q2和Q3同时关闭;同时第一季度和第四季度同时开启,反之亦然。尽管ZVS(零电压切换),死时间也是之间插入减刑,以避免潜在的射穿的风险。采用igbt ixy IXBH12N300最大饱和压降= 3.2 V。

电感器,电容器和电阻负载构成了巴特沃斯低通滤波器(LPF)恢复高压调制波形的放大输出信号。考虑到负载电阻和截止频率,可以得到的电感和电容 在哪里表示截止频率,在赫兹,在亨利,在法拉第,分别在欧姆。

通滤波器滤波器有−3 dB的截止频率5 kHz,对应kΩ,mH,nF。

2.3。数字PSM调制

与舰载PWM,采用模拟调制(14),我们设计了数字PSM调制生成SM和PWM开关信号通过以下公式: 在哪里是绝对振幅采样输入信号的时刻吗。预定义的电压增益;直流电压源。函数轮的数据为零,导致一个整数,这是电源转换器之间开启的数量和。函数剩下的部门后,检索是一个小数,代表“on”电源转换器相对于采样间隔的时间;也就是说,确定的责任周期PWM开关信号(例如,0.50 = 50%)。和记录采样输入信号的相位信息,作为全桥的开关信号。

换句话说,在采样间隔和,电源转换器在SM模式下工作,和一个电源转换器在PWM模式下运营的工作周期。很明显,脉宽调制的开关频率等于ADC的采样频率。这里我们采用单极centre-aligned PWM的优势和实施可以称为(15]。

2.4。软件仿真

上面的开关放大器的工作流程是通过模拟演示。例如,1 kHz的正弦波和±1副总裁需要放大的电压增益。假设ADC的采样频率是40 kSa / s,这将会有40个采样点在一个循环,如图4(一)。根据(2),如果Vdc,它需要三个转换器工作在SM模式和一个转换器在PWM模式下运行。数字PSM调制产生开关信号,绘制在图4 (b)。未使用的转换器总是关掉,不绘制在图4 (b)。图4 (c)给出了调制振幅放大后,点a和b之间的测量(在图3)。图4 (d)显示输出电压相位信息添加和过滤后,点c和d之间的测量(在图3),蓝色实线所代表的调制波形放大后,和红色虚线是滤波器解调后的最终输出电压负载。

在这个仿真,零交点的输入信号都是由ADC采样。然而,在大多数实际情况不可能如此。所以ZVS将被应用到迫使所有SM和PWM信号在变换的时刻,例如,当,并在图2.0毫秒4 (b)。

重要的是要注意,igbt通常需要更多的时间才能开启或关闭mosfet相比,由于有限的开关速度。为了保护全桥电压相交替的时候,添加适当的死时间,以确保短路点a和b之间不会发生(在图3),这意味着这两个相位控制信号图4 (b)死时间期间关闭。

3所示。实验测试和结果

3.1。原型系统

基于以上介绍,高压开关型功率放大器,如图5。

从上到下,有主配电箱,电子控制装置和辅助装置,电动混合动力转换器单元,和两个4-channel dc直流220 V电源在19英寸标准内阁(600 mm×600 mm×1050 mm, W××D H)。一个1000欧姆的电阻与冷却设备用作假负载,在内阁便于散热。

3.2。总谐波失真

许多因素在开关放大器会引起失真,如电源开关、输出滤波器的非线性,直流电压源波动,死亡时间,调制技术。作为最常见的和重要的特征之一,总谐波失真(THD)通常是用来评估系统失真。官考虑到输入信号是一个正弦波,是最常见的均方根振幅之比定义为一组基本频率的谐波频率,可以制定如下(16]: 在哪里表示rms基本频率和电压rms的电压吗谐振频率。

1 Vrms的正弦波扫频从100到1000赫兹作为输入信号对原型系统进行调查。图6显示输出波形的频率的截图100,500和1000赫兹。在示波器上显示,上通道显示输出电压和下一个是相应的快速傅里叶变换(FFT)。注意到FFT频谱是绘制在dB大小相对于1 Vrms;检索相应的rms电压 在哪里表示电压增益相对于1 Vrms在th谐波频率和rms的输出电压吗谐振频率。

表1列表(THD值以四种不同的输出功率值。不考虑个人测量错误,可以发现THD值随信号频率上升,随着输出功率的增加,THD值逐渐降低。不难解释这一现象。与输入信号从低频到高频,采样点在单个周期减少,导致输出波形不光滑。当输出功率增加时,信噪比提高到一定程度。

注意到输出功率表测量1平均输出功率值测量从100到1000赫兹和100赫兹的步长,保持输入信号幅值恒定。平均旨在减少测量误差对高电压。一个典型的例子是图所示6。与相同的输入信号,放大增益,峰值和有效值输出电压波动不定期在不同的频率。

3.3。最大的输出

测量的最大输出功率,1 kHz的正弦波作为输入信号,其振幅增加,直到输出失真达到THD = 10%。图7显示输出电压当放大器输出的最大功率1500 W。

如图7,波形出现明显的剪裁最大输出功率值。为了实用性,最大输出电压仅限于3400 Vpp(一个临界点出现电压限幅),和相应的最大输出功率是因此降至约1400 W,估计

3.4。效率和线性度

效率对应表的输出功率1表中列出2。代表整个权力被整个放大器系统;是负载输出功率测量。它是注意到平均输出功率值测量从100到1000赫兹和100赫兹的步长,同样的原因解释的部分3.2。

至于一个放大器,非线性引起的增益变化会影响模拟输出的波形形状对相应的模拟输入。图8情节三组的输出和输入信号幅度恒定的电压增益。

如图8,输出大约是相对于输入的线性关系。400年的平均电压增益测量频率,800年,1027年和1000赫兹,1036年和1021年,分别。也就是说,这种新开发的高压开关型功率放大器有统计线性误差小于4%。

3.5。自动保护

功率放大器系统的运行状态实时监测,包括输出电压、输出电流、输出功率和系统温度。一旦任何报警过电压、过电流或超温,触发放大器系统将关闭在1 ms,如图9。示波器截图,通道1记录报警信号和信道2是记录开关信号。如果发生故障时,报警信号的下降沿是第一个发现和低水平的报警信号后在600年美国。如果发生故障时,控制单元将关掉所有电源转换器在40个我们一个接一个。

3.6。整体比较

表3基于psm给出一个总的来说比较新的数字开关放大器和现有模拟PWM-based开关放大器。后者的规格和性能是由我们的合作伙伴提供校外,包括调制技术、电路拓扑中,输出电压和功率,失真,效率,和重量。为了方便起见,这两个开关放大器是基于psm贴上放大器和PWM-based放大器,分别。

在PWM-based开关放大器,高速模拟比较器比较300 KHz的三角载波与输入信号生成PWM开关信号。但是,在基于psm开关放大器中描述部分2。4,相应的PWM开关信号是40 KHz。PWM开关频率高意味着更多的采样点用于近似输入信号,从而产生平滑的波形和低失真。此外,PWM-based开关放大器只采用快速功率mosfet在网格状的阶段,而基于psm开关放大器采用igbt全桥的闭锁电压更高阶段。但是由于tail-current IGBT开关MOSFET低于效果让我倒尽胃口。因此,PWM-based开关放大器可以生成更好的输出波形。然而,依赖PWM-based放大器的升压变压器降低整体效率和增加毛重。

4所示。结论

本文基于数字脉冲步调制开关型功率放大器和混合多级转换器是用来直接产生高压输出没有升压变压器的援助。

相比之下,可用PWM-based开关放大器加上一个升压变压器,这种新开发的系统可以提供输出功率1400瓦,峰值电压高达±1700伏特和鼓励效率和可移植性。的主要优势是它的混合架构和数字调制。当直接生成高压输出,控制信号和电源开关减少调节输入信号的振幅和相位信息。

然而,有进一步改进这一设计工作。

首先,开关频率需要增加更多的实际应用。然而,场效电晶体在高压变频器不能开关频率高(300 kHz以上)在PWM-based音频放大器,因为这将导致严重的过度和EMI问题。因此,需要考虑更复杂的调制方案,如移相调制技术。

其次,应采用更聪明策略。例如,冗余电源转换器可以及时替换失败的没有关闭。如果没有可用的电源转换器,放大器将适当降低输出电压,以防止严重的失真。

相互竞争的利益

作者宣称没有利益冲突有关的出版。

确认

这项研究支持的基础研究基金批准号下的中央大学JB140205。

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