用于软件无线电的0.8-6 GHz宽带接收机前端

摘要

采用90 nm CMOS技术实现了一种宽带(0.8-6 GHz)接收机前端(RFE)，该前端采用分流电阻反馈低噪声放大器(LNA)和微混频器，用于软件无线电(SDR)应用。通过并联电阻反馈和串联电感峰值，LNA在输入匹配、功率增益和噪声系数(NF)等方面实现了宽带频率响应。微混频器向下转换无线电信号并执行单到差分过渡。测量显示，从0.8到6 GHz，转换增益高于17 dB，输入匹配(S11)优于−7.3 dB。IIP3的取值范围为−7 ~−10 dBm, NF的取值范围为4.5 ~ 5.9 dB。这个宽带接收器占用0.48毫米²消耗13兆瓦。

1.介绍

软件无线电被设计用来处理一定带宽内的任何信号[1］．对于0.8-6 GHz区域的SDR，它包括GSM、3g、WLAN、蓝牙、WiMAX和GPS应用的信号。这种想法可以通过使用超高速ADC进行直接采样来实现，但高速ADC的功耗太大，难以接受。相对而言，在ADC之前对信号进行下转换的SDR接收器似乎是一种更实用的方法。

SDR接收器直观的拓扑结构是将不同标准的前端并行连接，如图所示1(一)；然而，这种拓扑结构的芯片尺寸太大了。宽带收音机[2- - - - - -6]和可调频带收音机[7- - - - - -9)(见图1 (b))都是很好的候选人。最具挑战性的问题是如何设计一个LNA和混频器，以满足800 MHz到6 GHz宽带的所有要求。

宽带射频电路可以通过多种电路结构来实现。传统的共门LNAs具有宽输入匹配和增益带宽[4］．然而，这种电路为实现增益和噪声平坦所需要的多个阶段可能会消耗大量的功率。无源混频器后的分流-分流反馈LNA [2，5，6[是一种选择，但由于输入和输出阶段的大电容，其增益在高频时降低。此外，噪声系数和带宽之间的权衡仍然是一个问题。可调谐频带接收器与可调谐无源器件切换频率[7- - - - - -9，除了被动式设备的尺寸太昂贵而难以接受之外。混合机的设计对SDR来说也具有挑战性。无源混频器广泛应用于下变频。LO输入需要非常大的功率来驱动这些无源混频器，这导致了功耗和干扰问题。

为了解决上述问题，提出了一种利用电阻反馈LNA和微混频器的宽带RFE。该LNA采用电阻反馈技术和感应峰值技术来扩展带宽[10，11］．micromixer [12- - - - - -14]拓扑用于下变频以及在宽频率范围内的单到差分过渡，而不需要高LO信号功率要求。因此，该RFE实现了SDR应用的宽带、低功耗和小尺寸标准。

2.接收机体系结构

数字2给出了所提出的SDR系统的框图。接收器由一个0.8-6 GHz宽带LNA、两个微混频器、基带块、分频器和LO信号发生器组成。LNA的要求包括高增益和低NF的平坦频率响应，宽带匹配，良好的相位线性(即，小的群延迟变化)。采用多次后,微混频器将信号频率向下转换到一个较低的频带，用于基带信号处理。此外，分频器还能产生微分LO信号。

3.宽带接收机前端设计

数字3.显示了提议的射频干扰的原理图。LNA采用电阻反馈和感应峰值技术。放大的信号通过电容器耦合micromixer。各阶段的设计原则如下所述。

3．1.宽带放大器

所提LNA的小信号模型如图所示4,那里的等于阻抗是在门电感之后进入LNA的输入吗,= ()为微混频器的输入阻抗。输入阻抗表示为(1)，参数映射到图中3.．请注意,表示输入节点寄生电容，和为输入直流阻塞电容， 作为传统电阻式并联反馈放大器的输入阻抗，提供50个Ω输入匹配。自和将影响低频匹配，它们被选择尽可能大(7pf和3pf，相对)。为了扩大匹配范围到更高的频率，串联电感，使输入匹配的频率响应出现下降(）.倾斜频率由和值，分别为1.2 nH和257 fF。LNA的输入匹配可以通过替换(1) (2)，

LNA的电压增益，，可以导出和分离为和表达式如(3.) - (5)， 在哪里 电容是否朝向漏极和为峰值电感。因为增益在频率处开始减小（）而由于晶体管的尺寸较大，其性能退化更为严重和，是用来共振的吗并扩展带宽。的大小和大小相同:32个手指比8μM /90 nm /手指。的电感是0.55 nH。

LNA的噪声系数是根据[11]： 在哪里 为源电阻，的栅极电阻，的源电阻，表示栅极电感的串联电阻，和门噪声和通道噪声的系数，和为至零偏置漏极电导．

请注意,影响输入匹配、增益和噪声系数。一个大的提高增益和噪声性能，但导致显著变化的频带。为了实现最大平坦频率响应，使用了340 Ω的电阻。

除了扩展带宽外，电阻反馈拓扑结构还改善了放大器的线性度[15］．然而，由于反馈环路带宽有限，这种改进只能在较低的频率范围内观察到，这将在测量结果中看到。

3．2．Micromixer

微混频器具有宽带输入匹配、高线性度和单差转换能力，适合于SDR的应用。

单差转换是通过将信号电流注入晶体管的源来实现的把电流复制到电流方向相反。晶体管的尺寸等于48吗μM / 90nm平衡两路。下变频由开关核心完成尺寸是90μm / 90海里。输出负载电阻是平行的滤除高频噪声和谐波。(10.8 pF)(500 Ω)产生一个在29.5 MHz的极点，以获得足够的中频带宽。为了保证单差转换，微混合器的工作频率应远低于主极频率，即提供的从和从和．对于90纳米CMOS技术，截止频率高达80ghz;因此，这种拓扑在感兴趣的频率范围内仍然适用。

微混合器的转换增益可推导为(9)，假设开关对工作理想， 混合器的噪声系数可由[16，并表示如下: 在哪里 和通过每个开关对的偏置电流进行评估，和是每个晶体管的噪声系数和栅极电阻，跨电导阶段,通过的电流和．是LO信号的振幅和为微混合器的负载电阻。当LO振幅足够大时，和开始接近1,分别。在LO端口和栅极电阻的影响阶段太小，噪音系数可降低为(12)：

RFE的转换增益可以用(3.)和(9)，并用于下面的讨论。同样，由LNA控制的噪声性能可推导为(14)，根据Friis噪声公式作进一步比较，

4.测量结果与讨论

采用1P9M 90nm CMOS工艺实现了射频场。片上测量是使用安捷伦8722ES网络分析仪进行输入匹配测量。信号发生器Agilent E8257D和Agilent E4438C分别提供LO和RF信号。频谱分析仪安捷伦E4440A用于中频频谱和噪声指标的测量。

数字5显示了测量、计算和模拟的输入匹配与射频干扰的频率特性。的分别在1.2 ~ 8.9 GHz和0.8 ~ 1.2 GHz时低于−10 dB和−7.3 dB。第一个倾角是由和在低频率。第二个倾角是由和在高频率。数字6显示了测量、计算和模拟的转换增益与射频放大器的频率特性。由于采用了峰值电感，在0.8 ~ 6ghz频段的转换增益大于17 dB技术。低频率下的响应下降是由于阻塞电容的有限值造成的．数字7显示测量的、计算的和模拟的噪声数字与射频干扰的频率特性。噪声系数在覆盖频率范围内变化在5.2±0.7 dB内。

输入第三截距点(IIP3)的范围为−10 ~−7 dBm，超过感兴趣的频率，如图所示8．如前所述，由于反馈环路的带宽有限，IIP3在更高的频率上滚动。在电源电压为1v的情况下，LNA和微混合器的功耗分别为11.5和1.5 mW。表中给出了实现和最近报道的CMOS宽带和可调频带RFEs的总结1．

芯片面积为0.48 mm²包括如图所示的测试垫9．片外扼流圈电感可以通过集成无源器件(IPD)技术实现[17]用于未来的集成。在这项工作中，电感用偏置t代替，以演示RFE性能。

5.结论

利用电阻反馈放大器和微混频器，提出了一种0.8 ~ 6ghz的宽带RFE。测量结果表明，该系统在输入匹配、增益和噪声性能方面具有平坦和宽频的特点。在最近报道的0.8 - 6ghz范围内的硅基RFE中，该RFE具有最低的功耗(13 mW)。

致谢

作者非常感谢台湾新竹联合微电子公司(UMC)的芯片制造和台湾新竹国家纳米器件实验室(NDL)的技术支持。这项工作得到了美国国家科学委员会NSC-98-2221-E-002-155-MY2的支持。

参考文献

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