12个GHz 30 mW 130纳米CMOS旋行波电压控制振荡器

文摘

本文报道12 GHz旋行波(环球套票)电压控制振荡器设计在130纳米CMOS技术。相位噪声和功耗性能比较与文学和通信广播卫星应用标准。环球套票VCO展览106−dBc /赫兹在1兆赫和一个30兆瓦的电力消耗400 MHz / V的感性。最后,要求给出的锁相环实现环球套票VCO和模拟结果。

1。介绍

ku波段卫星接收器,通常由碟形天线的信号由低噪声放大块(LNB)设计与化合物半导体HEMT(高电子迁移率晶体管)和本地振荡器是一种介质谐振器振荡器(滴)1]。最近,一直在努力设计一个卫星接收器使用CMOS技术(2,3]。在[2)设计只是集中在接收器链(放大器和混频器)在(3)整个LNB解决,接收机展品传统超外差式收音机和本地振荡器是一种传统的微分VCO。因为图像的频率问题,RF设计师应该介绍一下镜频抑制过滤器,因此面临的所有相关问题。

解决方案替代传统方法(超外差架构+图片带阻滤波器)可以设想在建筑水平在两个方面:一个图像架构或拒绝直接转换结构。在前解决方案的体系结构是一个干涉结构图像频率信号相消干扰本身而建设性的干扰本身所需的射频信号。在后一种形象和射频信号一致的解决方案。上面提到的解决方案都需要一个解调器配置在两个搅拌机是由微分求积的信号。他们这一代人通常是获得使用正交配装,作为首选的解决方案对多相滤波器,环形振荡器、频率分规。

摘要,扶轮行波电压控制振荡器(环球套票VCO) 130纳米CMOS技术是研究在脑海的想法改善ku波段卫星接收机架构取代之前草拟了超外差架构与图像排斥传统建筑,所以图像频率拒绝过滤器可以避免在接收机设计。

在VCO的设计要注意相位噪声,这是一个非常严格的规范卫星广播,因为使用振幅和相移键控(APSK)调制方案,使圆的星座,因此容易受到周期滑如果本地振荡器的相位噪声太大了。

为了优化RTW VCO的相位噪声性能,基于脉冲敏感函数(安全部队)的模型,并提出了输电线路所需的设计指南。

本文组织如下。节2锁相环规范,其体系结构,其不同的块。部分3处理环球套票振荡器提出了体系结构和相应的线理论。相位噪声的考虑提出了部分4。部分5是专用的测量结果和部分6致力于设计和模拟锁相环的性能、瞬态响应和相位噪声误差。最后,本文以得出一些结论7。

2。锁相环的规格和设计

图1描绘了一个ku波段卫星外差式接收机。在本文中,我们建议更换滴的本地振荡器(LO),具有很好的稳定性,但是成本很高,CMOS锁相环。第一代卫星接收机架构不是镜频抑制混频器。然而,QVCO(环球套票)选择实现这个锁相环来实现图像拒绝架构混合器,宽松的要求输入滤波器,它不是摘要。锁相环的规格表进行了总结1。第二振荡器(如果基带,BB)是一个经典的锁相环,调谐范围从1到1.5 GHz,没有任何特定的设计挑战。

对于乐队翻译卫星切换应用程序,解决时间不是一个强制性的要求在GSM或任何标准使用跳跃(蓝牙)。然而,锁相环本身会锁在五次循环时间常数。环路带宽设置最佳噪声性能是在550到600千赫。

选择锁相环架构是一个经典的模拟锁相环的拓扑结构,如图2。参考频率是由一个50 MHz石英振荡器。卫星应用力的输出频率大约12 GHz (4]。

除了RTW VCO(部分中描述3),我们目前在以下段落的各个块锁相环。

除以输出频率,使用一系列的三分规由于兰德部门的相对高值(GHz / 50 MHz)。事实上,工作频率的不同,不同的分频器拓扑可以用来获得更好的效率(5]。因此,第一个分频器是一个固定的部门(通过4在我们的例子中)(6),第二个是CML [78)分隔,最后一个是CML双模分频器的7/8。

阶段/频率检测器(PFD)是传统的。它是基于d型寄存器,定制的限制死区。这PFD减少了非线性传输特性。期间产生窄脉冲的前沿的时差参考信号和信号的分频器锁相环反馈循环。电荷泵的使用自然增加了杆在原点在锁相环的闭环传递函数,由于电荷泵电流驱动到一个过滤器来产生一个电压。这个附加杆集成误差信号使系统跟踪输入一个命令。电荷泵由上拉和下拉晶体管,驾驶1 mA电荷泵电流。

三阶环路滤波器选择外部(见图3)。电阻和电容值根据以下方程计算了(8]: 点相缘,BW是开环的带宽,是电荷泵电流/ PFD增益,VCO增益,是兰德。

3所示。RTW VCO架构和设计

RTW架构是一个合理的替代LC坦克相比古典10 GHz以上频率拓扑。最特别的,它提供了一个更紧凑的设计和低相位噪声在更高的消费的成本9]。这样的VCO的原则是基于分布式放大器,与波放大传输线(建设性的放大)输出(2)连接到输入(1),如图4。通过这种方式,给出了振荡频率 在哪里相速度,输电线路的距离两个放大阶段,和阶段的数量。代表的总电感线,电容。

为了避免一半功率耗散的终端和、双交叉线传输实现。提出了相应的拓扑如图10。放大器是实现由CMOS逆变器加载变容器和切换电容器以达到所需的VCO增益,。使用四个放大阶段为了实现QVCO(图5)。

调查更详细建议的体系结构,并提供一个准确的设计方法,必须得到很好的理解传输线理论。如前所述(9),奇怪的振荡频率是由模式传播。特性阻抗和传播常数,取而代之的是计算的微分模式,和,分别。在金属和介质层,忽视了损失可以写成 在哪里和的单位长度电感和电容在微分模式,行吗,,和,被定义为在图6。

MOS技术底部的金属用于制造飞机地面和金属或金属堆栈顶部用于输电线路(10]。这个配置降低线和地面之间的耦合允许更高的振动频率,因此。此外,正如上面的金属通常是厚的,它的使用减少了串联电阻提供更高质量的优势因素11]。

第一个近似,电感和参数可以计算使用温室12]和樱井和Tamaru [13)公式。自我和相互电感可以近似 在哪里,,金属线的长度,厚度,宽度,分别是GMD可以近似的几何平均距离 单位长度的参数估计通过以下公式: 在哪里,,,真空介电常数,介电常数,行之间的间距,介质厚度(见图6),分别是第二类椭圆积分。

上面的方程是保证精度的大约5到10%。如果需要更精确的计算,一个人应该进行电磁仿真,然后提取RLGC(或者只是LC)紧凑模型兼容SPICE-like模拟器。整个过程可能非常耗时。

的RLC值线同时影响因子(质量),它正比于电感和退化的串联电阻的特性阻抗,第一步是选择线对称形状,减少了硅区和尊重的考虑。第二步是选择间距、宽度和长度来优化和。

它已经证明了特征阻抗增加的函数行间距的函数宽度的增大而减小。相反,品质因数达到一个最优值为给定的间距和宽度。所以,宽度必须优化尽可能高;使用130 nm标准CMOS技术,优化的宽度是5μ米(4]。特性阻抗的缺点是不太接近最优值。这个问题可以通过扩大固定间距最大化特性阻抗几乎没有影响。与管道尺寸作为最佳的权衡,我们选择14的间距μ米(4]。

最后,选择线的长度等于1500μ米,得到正确的数量的总线电感和电容所需的振荡频率。

模拟的目的,正如前面提到的,一个人应该提取RLCG紧凑的线模型适合采用在SPICE-like模拟器由谢长廷et al。14]。在我们的例子中,线进行了优化,以减少总空间硅。相应的布局很难用准确的理论方程。实践经验和不匹配理论和模拟散射参数明显表明电磁模拟执行的利益(使用基于)(4]。

一旦得到目标振荡频率可以设计、变容器和功放。从频率调谐范围,最高允许的,可用调整电压(1.2 V),所需的频率调谐范围分为500 MHz频带。

的选择切换电容值(根据品质因数)进行考虑。开关晶体管、电容器串联连接,= ()⁻¹,在那里是晶体管串联电阻。因此不太高,有一个良好的品质因数和不太低限制开关寄生电容的影响()。同样,开关的宽度必须选择好之间的权衡和寄生电容。在实践中,网络的品质因数应设置为一个值高于一个强加的谐振器,这是质量瓶颈因素的RTW振荡器。最终,选择比接近2。一个100 MHz的步骤之间导致16-switched-capacitor网络特征。

4所示。相位噪声分析

LC振荡器相位噪声的研究多年来(15- - - - - -17]。然而,对于RTW架构,理论略有不同。罗格朗德Mercey提出了一个基于近似方法计算相位噪声,输出信号是一个纯粹的方波9]。在我们的例子中,耦合线作为带通滤波器和信号是正弦。主要是这样当逆变器的数量变得足够低的截止频率降低。

Mercey理论提出这是一个泛化的工作任何形状的输出信号和基于脉冲灵敏度函数的计算(安全部队)引入Hajimiri和李作为一个电子振荡器相位噪声的一般理论15]。在这种方法的相位噪声分析,安全部队必须是完全已知的,因此一个瞬态仿真运行前相位噪声计算。伊拉克安全部队在下面,表示描述了周期信号的相位偏差由于电流脉冲。相位偏差最大(最小)发生接近零交点(峰值)即时的周期信号。的相移由于描述由以下公式: 与最大电荷储存的振荡器。相应的相位噪声 在哪里频率偏移,安全部队的均方根值函数和吗是当前脉冲的功率谱密度假定为白噪声电流。

假设振荡器作为一个二阶系统,安全部队 在哪里和第一和第二衍生品的规范化振荡器产生的信号波形。

从这些方程,白色和Hajimiri [18)提出了验算特性阻抗包括离散元件的参数也贡献了变容器和切换电容器。这里值得注意,这是有效的,只要分布式条件是受人尊敬的(例如,高数量的逆变器)。

总电容然后由 在哪里线差模电容和吗的总和是逆变器的输入和输出参数。

这个值的,一旦插入(9)的地方,导致一个新的调整特性阻抗的表达式()。

为了计算出总RTW振荡器的相位噪声,表示为一个函数的输出信号幅度(),: 获得的相位噪声是由表达式 最后,相位噪声的评估需要了解噪声源的噪声谱密度活跃设备而引入的热噪声的贡献可以计算使用 关于积极贡献的设备,假设所有晶体管具有相同的跨导(),每个晶体管的噪声贡献提供了以下表达式: 所以,从总贡献逆变器是由 添加(19)和(21)一个获得总白噪声功率谱密度: 这个表达式替换成(18)会导致相位噪声的以下表达式: 在实践中,值得注意的是,第一次瞬态仿真需要确定信号振幅和脉冲均方根值的灵敏度函数,所有其他参数都知道之前的设计。我们可以注意到,这个公式(23)没有考虑闪烁噪声,这是由于非线性电路的电容器。频率之间的过渡和(闪烁的膝盖是主要由输电线路的容量固定)是由具有相对较低的频率偏移量低于100 kHz。事实上,非线性电路中电容器主要变容器和寄生电容的晶体管(逆变器)。在电路的设计中,我们尽量减少最多变容器(因此非线性电容),比闪烁噪声的另一个原因,减少切换电容器。通过降低闪烁噪声的膝盖,考虑压控振荡器的锁相环的高通滤波噪声、集成的相位噪声可以认为是独立于闪烁噪声在我们的案例中。

在(23),减少的数量invertersis正如先前所显示的,而这个词代表总所需的跨导和常数无论invertersis的数量。因此,总时相位噪声会降低增加。这是验证图7(一)在安全部队配装的输出信号的函数2,4,8或16逆变器双显示。给出了相应的相位噪声模拟图7 (b)。

我们可以观察到,当增加从8到16相位噪声变化是低于预期,这是由于逆变器转换速度,防止输出信号是方波,这样会达到一个最小值。

5。实现和测量结果

RTW的VCO设计和制造批量130纳米CMOS技术使用前面介绍的相位噪声建模和线优化设计准则。的缩微照相术原型如图8在哪里变容二极管调整电压和吗注入的模拟到数字转换器生成开关西南。后者可以感谢西南测试检查输出。总大小μ米²。所有的交换机上设置,与数字词控制开关电容网络设置为“0000”,环球套票VCO展出了GHz并发表关于−30.7 dBm(见图9)的负载50Ω通过25马从1.2 v的偏见。

的相位噪声的测量进行了安捷伦E5500相位噪声计。在同样的开关配置,测量相位噪声图所示10。1 MHz频率偏移的中心频率GHz,测量相位噪声是105−dBm /赫兹,而不是−107 dBm / Hz值仿真(109−dBm / Hz值计算的理论部分4)。由于非线性现象的内在困难自然参与相位噪声的生成和影响相位噪声测量的实验困难,作者的观点是,测量值也被认为是在协议与数值模拟,特别是分析计算。值得指出的是,实现了相位噪声值与相位噪声相比听起来非常有前途的规范所要求的卫星应用的低噪声块振荡器。电磁仿真的基础上,进行了在目前的工作,这是作者的观点,缺乏10 dB,或者至少他们中的一大部分,可以通过使厚金属层顶部用于设计。特别是,它可以估计一个厚度为4μm足以完全满足相位噪声规格115−dBc / Hz 1 MHz从载波偏移,导致1.2°RMS综合相位噪声设计社区已普遍承认的一个合理的规范。

图11描述了实验的依赖的输出频率调谐电压测量开关电容网络的所有可能的配置。最低(最高)频带获得通过设置数字词控制开关电容网络等于“1111”(“0000”)。总频率覆盖范围是1.2 GHz分成16个部分和的极大值是400 MHz / V。

图12比较通过以下品质因数(FOM) RTW-VCO报告摘要的最先进的分布式振荡器(9,14,19- - - - - -23]: 在感兴趣的频率范围内,振荡器在本文的表演与其他作者在文献中。尤其值得指出的是,FOM实现本文0.13 VCO捏造的μm CMOS技术是相当接近的FOM通过VCO更昂贵的65纳米技术制作的。此外,在图12也报道,估计FOM实现如果最高金属层4μ使用m(射频CMOS工艺)。环球套票VCO的测量特性表中列出2。

6。锁相环实现

由于VCO用于锁相环,前面的测量相位噪声谱描述了在锁相环采用线性Matlab模型(24]。回路滤波器的截止频率设计在集成锁相环相位噪声的最小化。图13块集成的相位误差和开环带宽计算的线性模型。

最小相位误差是1.6°RMS 550 kHz最优带宽。从回路滤波器的截止频率和的循环过滤值计算:pF,nF,pF,kΩ,kΩ。除了前面提到的Matlab模型,通过香料还解决了模拟锁相环设计来获得更多细节的噪声贡献每一块(PFD / CP,预定标器、分频器和引用),如图14,从瞬态模拟锁相环沉降时间的估计(cf图15)。

总结了设计了锁相环的性能表3。的相位噪声1 MHz抵消不符合规范。不同的解决方案可以用来解决这个问题。RTW的结构,我们可以使用一个厚和高质量金属实现输电线路(4),进一步提高离散电容步骤降低敏感性(即,),并使用一个内部监管机构提供供应,很干净;的与供应实际上是这种结构的最大问题之一。

7所示。结论

摘要在130 nm RTW VCO设计CMOS技术已被报道。VCO设计有两种优化模式:宽带调谐模式通过切换电容器和微调模式与传统变容器实现。这种方法允许减少VCO获得VCO相位噪声的改进和锁相环的稳定性。VCO设计优化通过使用相位噪声模型和线优化过程。

尤其是相位噪声模型是基于脉冲灵敏度函数的使用(安全部队),这是基于一个linear-time-varying (LTV)振荡器的模型。理论开发的部分4估计−109 dBc / Hz的相位噪声抵消1 MHz的频率,相当不错的值与测量值相比105−dBc / Hz以及模拟−107 dBc / Hz的价值。尽管如此良好之间的协议提出的分析模型,模拟,和测量,必须指出相位噪声的理论提供了一个解析表达式(见(18)质量的影响因素(相位噪声)是不清楚,即使一个人可以参加,作为一个经验法则,相位噪声随增加而减小。这种限制源于这样一个事实,一个安全部队对相位噪声的描述是基于linear-time-varying (LTV)模型,品质因数的计算仍然以某种方式掩盖,因为缺乏一个统一的(25- - - - - -27]。从这个角度看,在概念的观点基于物理的方法表现的更好。在[28]作者报告的物理基础理论旋行波振荡器的相位噪声。理论会导致一个相当赞同一个偏移量1 MHz的频率的测量,如本文的案例。再次,基于物理的理论提出了(28)规定降低相位噪声的频率范围与增加放大器的数量构成振荡器作为安全部队在本文理论提出了(见图7 (b))。靠近载体,出现在这两种方法之间的差异。以抵消频率10 kHz的物理基础理论无法预测相位噪声超过10分贝,而安全部队在本文提出基于模型匹配的实验值在一个10 dB的宽容。作者在25]国家事实上闪光噪声的基于物理的建模上变频的扶轮行波振荡器的调查仍然是一个开放的区域。简而言之,即使相位噪声模型在本文提出遭受有限的见解的物理机制负责相位噪声,另一方面,它实际上展品相位噪声的预测能力更大的偏移频率范围。

与其他分布式振荡器相比在文献中报道,环球套票VCO报道在目前工作展品品质因数接近65海里CMOS分布式VCO最近报道。经验的基础上开展这项工作期间,作者认为,实现相位噪声可以减少到115−dBc / Hz 1 MHz通过使用技术提供一个厚金属层。

结果表明不仅RTW VCO设计使用CMSO技术可以取代滴本地振荡器,与卫星接收机的大小和成本的减少,因此,但它也可以有效地申请ku波段卫星接收机的设计与图像频率拒绝或直接转换架构,提供的优势消除图像的相关问题设计频率拒绝过滤器。

确认

作者要感谢CIM-PACA设计平台的支持。电路通过CMP的财团与天竺鼠地区资助。

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