有源和无源电子元件
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有源和无源电子元件/2011/文章

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体积 2011 |文章的ID 274394 | 8 页面 | https://doi.org/10.1155/2011/274394

新Canonic有源RC正弦波振荡器电路，采用第二代电流输送器作为宽频数控正弦波发生器

Abhirup Lahiri1,2

1印度德里迪尔沙德花园36-B, J和K口袋

2电子与通信技术的内塔吉苏巴斯研究所，德里大学，德里，印度的分部

学术编辑器:阿里乌米特Keskin的
收到了 2011年1月17日
修改后的 2011年3月22日
接受 2011年4月29日(
发表 05年7月2011年

抽象

本文报道了利用第二代电流传送器(CCIIs)实现具有最小无源元件的变频正弦波振荡器的两种新的电路拓扑。本文提出的拓扑结构提供了新的实现电阻控制和电容控制的可变频率振荡器(VFOs)只使用四个无源元件。第一个拓扑使用三个cci，而第二个拓扑使用两个cci。第二拓扑提供了通过两个接地元件进行频率调整的优势特性。应用所提出的电路作为一个宽频率范围的数字控制正弦信号发生器展示，其中数字频率控制是通过两个相同的可变的二进制电容器组取代两个电容器，可通过相同的二进制代码可调谐。SPICE仿真CMOS实现的振荡器使用0.35μ利用双极阵列ala400 - cbi - r的nr200 - 2x (NPN)和pr200 - 2x (PNP)的工艺参数，m TSMC CMOS技术参数和双极振荡器的双极实现已经验证了它们的可操作性。其中一个振荡器(CMOS实现)是一个数字控制的正弦信号发生器，频率从25 kHz到6.36 MHz，通过开关电容器实现，在整个工作频率范围内功耗为7 mW。

1.介绍

正弦振荡器是非常重要的模拟电路，在通信、控制系统、信号处理、仪器仪表和测量系统中有大量的应用(见[1]，并引用其中的参考文献)。自Sedra和Smith的第一代电流输送器(CCI)和第二代电流输送器(CCII)在[2,3.]，相当多的注意已给予实现的有源RC正弦振荡器使用电流输送器(CCs)。几类基于cc的正弦振荡器的发展取决于无源元件的数量和调谐定律。使用四个无源元件(包括两个电阻器及两个电容器)的振荡器属canonic(或minimum无源元件)振荡器，并适用于实现变频振荡器(VFOs) [4]。如[4]，两个振荡（CO）的条件中最重要的调谐法和振荡（FO）的频率用于实现法服可变频率振荡器（的VFO）如下。

类型1：
C O : 1 = 2 , ( 1 ) F O : = 1 2 1 1 2 1 2 。 ( 2 )

类型2：
C O : 1 = 2 , ( 3. ) F O : = 1 2 1 1 2 1 2 。 ( 4 ) 从(很清楚)1) - (4），该类型1的振荡器可以由电阻器的装置提供的频率调谐 1 和 2 2型振荡器可以通过电容器进行频率调谐 1 和 2 。因此，两种类型的电路都适合用作的VFO。由于这两个电压控制的电阻器和电容器的实现方式是已知的，Type1和Type2电路可以被用作电压控制振荡器（VCO）。中提供了基于类型1类型2或调谐法律公知的振荡器电路的详细的参考资料[4]。基于类型1调整法实现VFO一个非常受欢迎的电路报道[5](其等效电流反馈运安培版本见[]6]）。参考显然跳过在[4，即[7]，也讨论了电路在[4]。虽然在[4]，所有的在电路[4- - - - - -7](基于第1类调谐定律)可以简单地通过RC-CR变换转化为第2类调谐定律的振荡器，即用电容器代替每个电阻，反之亦然。电路在[8- - - - - -11[还报告了最小无源元件CFOA振荡器的调谐律不是类型1和类型2，具有非独立的CO和FO调谐律。应该指出的是，在[10在活性成分的数量上也是最小的。但这样的调谐律(如[8,10)不是非常可取的，因为FO中没有独立的术语，因此如果不同时重新调整CO, FO的独立调优是不可能的。在最近的一次通信中[12]， Fongsamut等人使用two-X two-Z CCII提出了Type1和Type2振荡器，并创建了非常紧凑的振荡器实现。

本文报道了两个新的拓扑结构用于使用两/三CCIIs，四个无源元件的振荡器，并且可以实现与（使用RC-CR变换）都Type1和Type2调谐法律振荡器，从而增加了目前的文献上有源RC振荡器。拓扑也可以提供由于使用无损积分/微分的正交电流/电压输出。将得到的电路适合于自CCII的双极型和CMOS实现单片集成（正和负）是可用的。CCII +是可作为市售集成电路（例如，AD844 [13])和单电流输出CCII−也可以使用两个CCII+ ICs创建[14，这使得使用CCII的电路解决方案的面包板实现更简单。所提出的一种拓扑(和派生电路)较[5,6,8,12是两种频率控制元件(电阻或电容器)都是接地的，允许通过模拟和数字手段非常容易的电子可调性(双元件频率控制)。例如，从这种拓扑推导出的1型振荡器可以通过在三极管区域工作的mosfts简单地实现电阻控制FO。简要介绍了电路的非理想分析，并给出了灵敏度分析。这篇论文的目的还在于提供所提出电路作为数字控制的宽频率正弦信号发生器的应用。作为一个电路的应用，FO是数字控制，两个接地电容器(和/或两个电阻)可以被二进制加权可编程元件组取代，由外部数字代码控制，从而实现变频产生。SPICE模拟CMOS实现的振荡器使用0.35μ米TSMC CMOS工艺参数和双极实施利用工艺参数NR200N-2X（NPN）的振荡器和PR200N-2X（PNP）双极阵列ALA400-CBIC-R的[15]已经证明了他们的可操作性。In the example, the circuit can be easily digitally tuned from 25 kHz to 6.36 MHz, afrequency range covering many clock generators (including crystal oscillators).

2.提出电路拓扑和导出振荡器

首先提出的电路拓扑如图所示1(一)。CCII的理想特征为: = , = 0 , + = − − = , ( 5 ) 其中电流的方向是根据所述网络约定所有电流流入端子。使用（5)，并进行例行电路分析，得到这种自主电路拓扑的特征方程(CE): 2 4 + 1 3. + 2 3. = 4 3. 。 ( 6 ) 第一振荡器电路，如图所示1 (b)，取阻抗为 1 = 1 / 1 , 2 = 2 , 3. = 1 / 3. , 4 = 4 。有了这些阻抗（6)可以改写为 2 1 3. 2 4 + 1 2 − 4 + 1 = 0 。 ( 7 ) 从…很明显7CO和FO分别为 C O : 2 ≤ 4 , ( 8 ) F O : = 1 2 1 1 3. 2 4 。 ( 9 ) 从(很清楚)8)和(9)， FO可以独立变化(即。，不干扰CO)通过电容器 1 和 3. 。第二振荡器电路，如图所示1 (c)，只需在第一电路上应用RC-CR变换，即选取阻抗为 1 = 1 , 2 = 1 / 2 , 3. = 3. , 4 = 1 / 4 ;(6)可以改写为 2 2 4 1 3. + 3. 4 − 2 + 1 = 0 。 ( 1 0 ) 从…很明显10CO和FO分别为 C O : 4 ≤ 2 , ( 1 1 ) F O : = 1 2 1 2 4 1 3. 。 ( 1 2 ) 从(很清楚)11)和(12）该FO可独立地变化（即，不通过电阻干扰CO） 1 和 3. ，导致电阻控制的VFO。数字电路1 (b)和1 (c)由于使用无损积分器/微分器，适用于正交电流输出产生。流动的电流 这两个电路的第一和第二CCIIs的端子本质上是正交的。这些电流可以被感知出来显式利用方法附加 终端在CCII。

(一)
(一)
(b)
(b)
(c)
(c)
图1
(a)首次提出的电路拓扑，(b)二类振荡器，(c)二类振荡器。

第二建议的拓扑结构示于图2(一个)雇佣了两名CCIIs。使用（5)和做例行电路分析产生以下理想的CE为这个自主电路拓扑: 2 4 + 1 2 + 1 3. = 1 4 。 ( 1 3. ) 第一振荡器电路，如图所示2 (b)，取阻抗为 1 = 1 / 1 , 2 = 2 , 3. = 1 / 3. , 4 = 4 。有了这些阻抗（13)可以改写为 2 1 3. 2 4 + 3. 2 − 4 + 1 = 0 。 ( 1 4 ) 从…很明显14)所载的产地来源证及FO与8)和(9)，这表示类型2调优律。第二振荡器电路，如图所示2 (c)，在图中电路上简单应用RC-CR变换即可得到2 (b)，即取阻抗为 1 = 1 , 2 = 1 / 2 , 3. = 3. , 4 = 1 / 4 ;(13)可以改写为 2 2 4 1 3. + 1 4 − 2 + 1 = 0 。 ( 1 5 ) 从…很明显15)表示产地来源证和FO与(11)和(12)，这表示类型1调优律。数字电路2 (b)和2 (c)由于使用无损积分器/微分器，也适用于正交电压产生。的电压 和 两个电路的第一CCII端子本质上是正交的，并给出如下:对图2 (b), − = − 1 3. 2 。 ( 1 6 ) 对于图2 (c), − = − 3. 3. 。 ( 1 7 )

(一)
(一)
(b)
(b)
(c)
(c)
图2
(a)第二种电路拓扑，(b)二类振荡器，(c)二类振荡器。

3.不理想的分析

考虑到电路实际物理实现中出现的不理想性，(2)中CCII的表征方程1）被重写为 = , | | = 0 , ± | | = , ( 1 8 ) 在哪里 表示的电压增益 来 终端, 表示来自的当前收益 来 。根据(16,17]，这些增益可以被建模为一阶传递函数 = 0 1 + / , = 0 1 + / , ( 1 9 ) 在哪里 0 和 0 表示直流转移收益。我们认为工作频率比角极频率小得多， 和 ，因此，我们可以近似 ≈ 0 和 ≈ 0 。除此之外，在终端存在一个非零的寄生电阻 外接阻抗在 终端。我们在这里分析了第一个拓扑的非理想行为，对第二个拓扑的非理想分析也可以进行类似的分析(得到类似的结论)。For电路图1 (b), 由于第二和第三个CCIIs被外部电阻吸收， 2 和 3. ，(这要求外接电阻器的阻值远远大于 ，所以从在理想值的频率偏差（9)和(12)可以最小化)。但是对于第一个CCII来说， 开始与外部电容器系列。为了减轻它的影响，操作角FO应该被选择为使得 ≪ 1 / 1 3. 。类似地，对于电路图1 (c), 用于第一CCII被吸收到外部电阻 3. ，操作角FO应选择如下 ≪ 米 我 n ( 1 / 2 2 , 1 / 3. 4 ) 。考虑有源元素的不理想性，如(18)、行政长官(6)更改为 1 1 2 4 + 3. 3. 1 3. + 2 3. = 4 3. 2 1 + 2 2 − 1 。 ( 2 0 )

修改后的CO和FO为类型2电路，在图中所示2 (b)，表示为 C O : 3. 3. 2 ≤ 4 2 1 + 2 2 − 1 , ( 2 1 ) F O : = 1 2 3. 3. 1 1 1 3. 2 4 。 ( 2 2 ) 方程（21)和(22)提供非常有用的结果。很明显，即使在非理想情况下，FO也可以通过电容器独立调谐 1 和 3. 。此外，由于电压和电流增益在FO的分子和分母两者出现，它们对FO影响被最小化（其上FO效果可以无效如果 3. 3. = 1 1 )。同样的，对1型电路进行了CO和FO的改进，如图所示2 (c)，表示为 C O : 4 ≤ 2 2 1 + 2 2 − 1 , ( 2 3. ) F O : = 1 2 1 1 3. 3. 2 4 1 3. 。 ( 2 4 ) 从(很清楚)23)和(24），即使在非理想情况下，FO可以独立通过电阻器调谐 1 和 3. ，则电压增益和电流增益对FO的影响可以被抵消 3. 3. = 1 1 。(17)和(19)，对于两个振子，表明 | | | 1 , 1 , 3. , 3. , , | | | = 1 2 w h e r e , = 1 , 2 。 ( 2 5 )

4.仿真结果

所提出的电路已经用SPICE仿真验证。无论使用0.35 CMOS实现的振荡器 μmtsmc CMOS技术参数及使用美国AT & T公司ala400 - cbi - r双极阵列nr200 - 2x (NPN)和pr200 - 2x (PNP)工艺参数的双极实现[15已经成功了。本节提供一些已经实现的设计示例。图中的Type2振荡器1 (b)采用双极实施CCII的如图设计图3（a），电源和无源元件值为±3v: 1 = 3. = 6 0 0  pF, 2 = 1 0 kΩ, 4 = 1 1 。 8  kΩ. The startup of oscillations, the steady-state waveform, and magnitude spectrum of the voltage signal at terminal 第三次CCII的数据如图所示图4（a）,图4（b）,4 (c),分别。产生的电压信号的总谐波失真(THD)为0.72%，仿真FO为24.578 kHz，理论FO为24.419 kHz。类似地，图中的Type1振荡器1 (c)是设计使用双极实现和使用这些被动组件的价值: 1 = 3. = 1 0 kΩ, 4 = 5 0 0 pF, 2 = 6 0 0 pF。终端电压信号的振荡启动、稳态波形和幅谱 第三次CCII的数据如图所示5(一个),5 (b),5 (c),分别。产生的电压信号的总谐波失真(THD)为0.94%，仿真FO为29.338 kHz，理论FO为29.057 kHz。需要注意的是，没有使用外部辅助的振幅控制电路来稳定振荡的振幅，而且由于有源器件的非线性，振幅本身是有限的。或者，自动振幅控制回路可用于实现更严格的THD规格，即使有较大的启动裕度。图中的电路2 (b)是设计使用一个可能的MOSFET实现CCII，如图所示图3（b），供电电压为±2.5 V。表中显示了晶体管的长径比1偏置电流 = 1 0 0 uA。将无源组件值选择为 2 = 1 0 kΩ, 1 = 9 。 8 kΩ, 1 = 2 = 5 0 0 两个正交电压信号的pF、振荡的启动和稳态波形如图所示6(一)和6 (b)分别为( 1 和 2 电压是 和 ，终端在第一CCII的）。The observed frequency of 149 kHz is in close correspondence with the theoretical value of 159.1 kHz, and the THD at both the outputs is less than 0.6%. For digitally controlled frequency generation, both the capacitors 1 和 3. 被二进制加权可编程电容器组所取代(如图7)可由外部数字码控制。电容器组由8个最小电容器值为2.5 pF(对应LSB)的二值加权电容器和一个8位二进制码(BC)组成[B0B1⋯乙7]用于控制有效电容。BC可以取[10000000]到[11111111]的任意值，即银行的最小电容为2.5 pF，最大电容为637.5 pF。随着BC的变化，FO调优曲线如图所示8(一个),那里的X轴表示BC的十进制等价物。这个电容器组实现的FO调谐从25 kHz到6.36 MHz，整个频率范围的功耗不超过7 mW。振幅的变化 终端的第一CCII)和THD与改变BC(即。，改变FO)如图所示图8（b）和图8（c）,分别。
MOSFET / (μM /μM）
米1 -米2 10/0.35
米3 -米4 -米5 -米15 -米16 6/1
米7 -米8-米9 12/1
米10 -米11 -米12 12/1
米13 -米14 3/1
表1
晶体管宽度为CCII。
(一)
(一)
(b)
(b)
图3
可能的(a)双输出CCII -和(b) MOSFET实现互补输出CCII。
(一)
(一)
(b)
(b)
(c)
(c)
图4
1 (b) 振荡器在图:(a)启动振荡，(b)稳态波形，(c)幅值谱。
(一)
(一)
(b)
(b)
(c)
(c)
图5
1 (c) 振荡器在图:(a)启动振荡，(b)稳态波形，(c)幅值谱。
(一)
(一)
(b)
(b)
图6
2 (b) 图正交振荡器:(a)启动振荡;(b)稳态波形。

图7
二进制加权可编程电容器组。
(一)
(一)
(b)
(b)
(c)
(c)
图8
(a) FO调谐，(b)振幅变化，(c) THD变化，随着BC的变化。

5.结束语

本文报告了两种新的基于ccii的振荡器拓扑，增加了目前的最小无源元件有源rc振荡器的目录。提出了一种具有接地调谐元件的新拓扑结构，并利用该拓扑结构实现了通过电阻和电容进行频率控制的振荡器。利用双极电路和CMOS实现的SPICE仿真结果验证了其工作性能。应用所提出的电路作为一个宽频范围数字控制正弦信号发生器也被证明。

致谢

作者感谢匿名审稿人提出的有用建议和评论，这对论文的改进有很大的帮助。作者还感谢Ali Umit Keskin博士，《有源和无源电子元件杂志》的副主编，使他能够迅速审阅这篇论文。这项工作的一部分是在印度德里大学奈塔吉苏巴斯理工学院电子和通信部门完成的。

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