高旁瓣抑制的印刷天线阵列

摘要

本文研究了印刷天线阵的旁瓣抑制问题。分析了使高SLS天线阵设计和实现困难的几个因素的影响。我们介绍了一种新型的印刷天线阵列对称五边形偶极子和对称锥形馈电网络切比雪夫分布，使E-plane的SLS优于34 dB。模拟结果与实测值吻合较好。该天线适用于与其他微波电路集成。该天线成本低，实现简单。

1.介绍

微波天线阵列通常用于室内外无线局域网、点对点和点对多点等通信系统，也用于雷达微波和毫米系统。天线的主要特性之一是辐射模式下的SLS，这是根据国际标准和建议为电信系统(通常为微波链路)定义的[1］．在传统的雷达系统中，SLS的要求非常严重，因为从侧瓣几乎是假目标的反应。根据天线等级，电信系统中所需的SLS约为20至40 dB。例如，在AWACS和F-16雷达系统中，这种Suppresion优于50 dB。

这种令人印象深刻的SLS与传统的微带天线阵列（有贴片）几乎无法实现。在文献中呈现的微带天线阵列中，侧瓣水平最佳地被抑制了25dB（与主瓣相关）。可以获得处理此问题的相对少量的出版物[2- - - - - -4］．

2.利用高侧叶抑制的印刷天线阵列的限制因素

在高SLS的印刷天线阵的实现中存在几个问题。主要是制造过程中的公差、辐射元件之间的相互耦合、馈电网络实现的可行性限制、馈电网络的表面波效应和寄生辐射。

由于上述影响，在微带天线阵中很难获得优于25 dB的旁瓣抑制[2］．公差影响到与旁瓣抑制有关的各种参数:(1)辐射元件的尺寸，(2)包括代表阻抗变压器的支路的馈线(宽度和长度)的尺寸，(3)辐射元件之间的距离。

（1）和（2）影响辐射元件的相位和幅度直接依赖的辐射元件的公差。如已知的，微带贴片具有相对较窄的带宽，即，利用其尺寸的变化快速变化阻抗。这的结果是值得注意的阶段以及与优化值的幅度偏差。另一个因素是馈送网络尺寸（微带线和阻抗变压器）的容差，幅度和相位偏差直接取决于幅度和相位偏差。

影响侧叶抑制的另一组因子包括（4）表面波效应，（5）来自馈送网络的寄生辐射，尤其是当馈电网印刷在与天线元件相同的电介质基板上时，并且（6）相互耦合在辐射元素之间。然而，可以容易地掺入互联耦合效果作为馈送网络的设计。上述因素是传统的微带天线阵列中最引人注目的，其具有贴片，作为印刷在介电基板上的辐射元件，并通过常规（不平衡）微跳线供给。

3.旁瓣抑制

为了降低副瓣电平，在天线阵列中使用了各种锥形分布:余弦、余弦平方、高斯、泰勒和切比雪夫。这些分布的选择取决于所需的旁瓣衰减，可能的基座分布((比)，期望的辐射元件位置，期望的位置，即旁瓣的分布，辐射元件之间的距离，辐射元件的数量，期望实现的公差。

Pozar和Kaufman在[2]显示频率变化为1％的原因，在贴片天线阵列中，相变这大大降低了SLS从40 dB(理想情况下)到26 dB。由于微带馈线的寄生辐射，SLS从40 dB降低到30 dB左右。其他会降低贴片天线阵旁瓣抑制的寄生因素，如面波效应和衍射，也会受到显著影响，因此SLS不能超过25 dB。例外情况是，当每个辐射元件通过一个单独的可调谐移相器和衰减器馈电，以及当馈电网络与元件不在同一介质衬底上时[2］．

除了传统印刷的贴片由传统的非对称微带线馈电的天线阵列，还有印刷的天线阵列带有印刷的偶极子，通常是五边形的(偶极子的一半在基片的一边，另一半在基片的另一边)。这些偶极子在第二次共振上工作，并由对称(平衡)微带线馈电，如图1, (5］．

在阵列后面，有一个反射板[6或将线性阵列放置在构成角反射器的两块板之间[5］．数字2显示五角形偶极阻抗与频率的实部和虚部，印在0.254 mm厚度的介电基板上ε_r= 2.1。很明显，阻抗随频率的变化非常缓慢，这对于高SLS的阵列来说是至关重要的。此外，由于馈电网络是对称的，并且由对称微带线组成，因此实际上消除了来自馈电网络的寄生辐射。印刷天线阵列消除了使高旁瓣抑制的印刷天线阵列难以实现的大部分因素。

由于光刻过程中的公差以及温度变化引起的膨胀，阵列中辐射元件的位置、振幅和相位与投影值发生偏差。我们将研究这些公差对印刷天线阵列的影响，8宽带五边形偶极子工作在第二次共振，相互距离为0.85λ₀．偶极子由馈电网络馈电，使具有基座的二阶多尔夫-切比雪夫分布成为可能17 dB。

在26 GHz的工作频率下假设了相对公差的可实现的值：

（一世）阵列辐射元素间距离偏差:λ的1%或2%₀，(2)沿锥形线的幅度偏差：1 dB或2 dB，(3)阶段的偏差: 或(相当于约40个米和80M公差的长度)。

使用[7，计算了SLS:(a)在理想情况下;(b)只在辐射元件位置有较大偏差的情况下;(c)仅在振幅误差较大的情况下;(d)只在相位误差较大的情况下;(e)在所有小错误都存在的真实情况下;(f)当所有存在的误差都具有较大的价值时。结果如表所示1．误差在模拟过程中随机分布(蒙特卡罗法)。

数据3（a），3（b），3 (c)，3 (d)，3 (e),3 (f)显示上表中给出的情况的模拟辐射模式。

为了更好地了解由实现公差产生的假设值，我们给出了26ghz假定误差的绝对值:辐射元件定位公差为230m的数据3（b），3 (f)；相位误差是由馈线长度公差为40引起的M..3 (e)和80 m的数据3 (d)，3 (f)．振幅误差是由阻抗变压器线路宽度的公差引起的。

4.概念，设计和实现与拐角反射器的印刷锥形线性天线阵列

提出的天线阵列由三部分组成:(1)八个打印的五边形偶极子的轴向阵列(图4(2)印刷在同一介质基板上的馈电网络与五边形偶极子(图4，细节A）和（3）由两个金属板组成的角反射器。以这样的方式选择偶极子（处于中心频率）之间的距离，以获得相对高阵列的增益，具有足够的锥形阵列。在我们的情况下，轴向偶极子之间的距离为0.85λ₀．此外，轴向偶极之间的距离较小，互耦很低，使得天线阵的设计和优化相对容易。用WIPL-D程序包优化了五边形偶极子的尺寸[8，以获得中心频率为26 GHz的阻抗为100 Ω。在优化过程中，对对称微带馈线的影响进行了研究被考虑在内。在这种情况下，我们调整了印刷阵列中五边形偶极子的尺寸，以获得中心频率为26 GHz的阻抗为100 Ω，同时考虑了反射器的影响。由于偶极子是电对称元件，因此采用对称(平衡)微带线来实现锥形馈电网络。

使用LINPLAN程序包[7，我们计算了印刷馈电网络所能达到的分配系数。二阶多尔夫-切比雪夫分布选择了17 dB。偶极之间的距离为0.85λ₀．在此条件下，我们得到了最高SLS为40.72 dB (@ Θ =±)．为了获得所需的分布，我们在具有λ/ 4变压器的对称微带技术中设计了馈电网，和(图4， Detail A).根据得到的结构，我们进行全波分析[9]，频率范围为24 ~ 28 GHz。相位偏差的校正是通过改变馈电网络中特定支路的长度来完成的，而振幅偏差则不进行校正。经过这些校正后，我们实现了阵列中所有偶极子的共相位馈电。

角形反射器是根据[10]，它包含通过长度变化获得的非常详细的实验结果、宽度、角反射板之间的孔径角(α)、辐射元件到顶点的距离()．利用具有相对高增益和高SLS的合适的辐射图案，α=,．

带馈电网络和BAL-UN的轴向阵列[11]被放置在两块金属板之间，形成具有α =的角反射器．h面波束宽度(方位角)主要取决于金属板与反射板长度的夹角(），虽然E-平面中的SLS仅取决于线性天线阵列，图5．

偶极子的馈线穿过两块反射板的连接处。在这个结的地方，有一些孔，馈电网络的对称微带线通过这些孔。通过选择足够的孔直径(2mm)，减小金属板对微带线的影响。

5.获得的结果和评论

模拟和测量结果如表所示2和数字6- - - - - -8．模拟和测量的SLS之间的差异是由于光刻和安装过程中的公差，因为相对较小的误差会显著影响精确分布。SMA连接器测得的回波损耗如图所示8．天线的测量增益比模拟大约​​1dB小于模拟，因为饲料网络，BAL-UN和从微带到SMA连接器的转换都没有考虑到SMA连接器。具有锥形分布的实现天线阵列的照片角反射镜工作在26ghz范围如图所示5．

6.结论

该论文调查了印刷阵列侧叶抑制中的可能性和限制。特别分析了SLS的所有相关因子：相位偏差，幅度偏差，辐射元件定位偏差，元件之间的相互耦合，以及来自馈送网络的寄生辐射。结果表明，对于大多数微波通信和特别是雷达系统，令人满意的SLS令人满意的是，由于它们的窄带宽，传统的微带天线阵列与贴片具有较窄的带宽，这是具有尺寸变化的阻抗的快速变化，来自馈送网络的寄生辐射，以及来自馈送网络的寄生辐射表面波效应。

提出了由印刷的五边形偶极子组成阵列的天线结构。偶极子在第二次共振上工作，并由对称(平衡)微带线馈电。由8个轴向放置的偶极组成的阵列通过带有阻抗变压器的馈电网络进行馈电，使具有基座的切比雪夫分布成为可能．我们已经分析了特定参数的影响与假定的公差所依赖的SLS。该方法实现的线阵天线放置在两块金属板之间形成一个角反射面，即使在h面也能实现较高的SLS和较窄的波束宽度。测得E-plane在26 GHz时的波束宽度为．实验获得的仅依赖于天线阵列的26 GHz的e面SLS优于34 dB，据作者所知，是迄今为止发表的最好结果。该阵列采用标准光刻工艺实现，精度适中，为±10m.模拟结果与实测结果吻合较好。

参考文献

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2. D. M. Pozar和B. Kaufman，“低旁瓣微带阵列的设计考虑”，天线与传播学报第38卷第2期8，页1176 - 1185,1990。视图:出版商的网站|谷歌学术
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