被动频率选择表面阵列作为扩散破坏了毫米波相干

文摘

介绍了设计、施工、测试的频率选择表面(FSS)接地数组作为破坏的扩散器毫米波相干用于消除散斑在主动毫米波成像。创建随机独立的照明模式,我们提出了一个基于随机相位分布的扩散器获得通过改变入射频率。随机相位扩散器是通过混合细胞之间的相位关系的一个确定性的函数(例如,分束器)。槽长度的FSS的主要设计参数优化的移相属性数组。扩散器阵列设计的关键参数,如相位与槽长度、损失,和带宽,进行了讨论。金融监督院数组与我们设计有限积分技术(适合),由蚀刻技术制造,的特点年代参数空间MVNA,和测量辐射模式与回波振荡器在机动设置。

1。介绍

无线有源毫米波(mm-wave)系统获得了越来越多的吸引力在过去几年由于室内安全应用。没有语无伦次mm-wave来源,和高度相干mm-wave隐藏对象的来源在活跃mm-wave产生散斑成像由于干扰现象(1]。散斑的问题是特别重要的活跃mm-wave成像作为这个频率范围的波长接近对象维度(2,3]。我们在座的频率选择表面(FSS)的扩散器数组来破坏mm-wave来源的一致性。这种光学技术利用随机独立的阶段模式从接地FSS获得数组。Nongrounded FSSs有限带宽和可以被视为过滤器为平面入射波在任何角度(4]。他们是众所周知的在文献中过滤特征在微波和毫米波频率。一般来说,模拟是基于二维周期性晶格装饰着共振等元素介质或金属电路设计(5]。本文考虑了一种更简单和更通用的体系结构的构建块,在反思阶段取决于谐振槽长度。接地FSS等元素被广泛采用。使用地平面的背面FSS也通过选择合适的槽尺寸和单胞尺寸,这样的结构可以用于w频段(75 - 110 GHz)应用程序。这样割缝FSSs的共振频率和相位可以控制通过改变槽的长度(6,7]。槽长度变化的相位变化是更重要的在共振频率附近(7]。这个属性的接地FSS必须设计一个随机相位扩散破坏mm-wave来源的一致性。所以,这是一个新奇的想法使用fs细胞与不同槽长度控制阶段的单个元素的扩散器阵列。扩散器系统的天线阵接收相干平面波和反映了引入不同非相干波反射波的相位延迟每一个w频段内的频率。扩散器适用于颞反射波的相位变化。实际上,由于不同的相位延迟量,相干平面波反射后将转换为非相干照明。扩散器就像一个移相器来调节相位相干波的性质。如果我们用单色波激发该数组(单),反射波仍是单色,但相位模式会有所不同,将direction-dependent振幅。设计这样一个扩散器不同的相位延迟,元素是必要的。提出了扩散器系统,延迟元素取代FSS细胞不同的槽的长度。

反映与贴片天线阵列需要严格的制造公差的方法来实现所需的相位值,随着补丁大小和相位曲线非常非线性(8]。因为周围快速相变的共振,大多数reflectarray元素长度在±5%的名义谐振长度(8,9]。这导致相位误差导致的变化频率大于几个百分点。随机相位错误由于蚀刻公差,通常是比槽FSS贴片天线的关键,因为大阶段和patch-size曲线的斜率。这种效应也限制了带宽。所以,很难设计确定的功能或得到控制的相位响应所需的频率。通过使用厚衬底,阶段与补丁大小曲线的斜率可以减少但质量因子(问)和总阶段范围减少。在[解释10),两个layer-grounded FSS的双共振响应不同大小块元素的数组是用来克服的局限性与厚底物的使用,但结构不能印在一个衬底表面;双面面具校准是必要的。这意味着困难准确的设计。目前的设计排除的可能性获得独立以来双频率操作控制槽长度的尺寸通常是需要在每个单元细胞。更容易比多层设计”10]。“停飞FSS的相位和频率曲线更严格的制造公差的线性所以没有必要像贴片天线。拟议的周期阵列结构可以印在一个基片表面;不需要双面面具对齐(11]。结构是更好的选择其他宽带元素的建筑结构是非常简单和便宜。

本文组织如下。部分2描述了设计、制造和测试槽长度的依赖阶段接地FSS的变化。在实践中,FSSs不同槽长度的设计表明,FSS可以作为相位延迟电路。节3,同样的概念应用于设计一个FSS阵列组成不同的槽长度将确定性的相干mm-wave梁函数分析。节4金融监督院细胞,分束器数组部分中解释3被重新安排随机独立的阶段模式。重组数组给扩散辐射模式在每个频率在w频段证明拟议中的相干驱逐舰能够摧毁mm-wave生成随机相位的相干反射。

2。w频段接地模拟量

w频段quasioptical过滤器的设计,包括定期穿孔槽对金属支持罗杰·4003 c衬底。如图1矩形槽的结构由1.5μ1489 m,铝的μ接地罗杰4003 c衬底介电常数ε_r0.0027 = 3.38,损耗角正切。金属化之前,10μm benzo-cyclo-butene (BCB)层之间沉积铝层和罗杰4003 c水平罗杰4003 c表面的粗糙度。介质薄片的厚度罗杰4003 c是在半波长的顺序,像一个法布里-珀罗谐振器结构。在仿真过程中,金融监督院几何结构可以调整,这样可以适应一个稍微不同的晶片厚度、没有恶化的设备特征。共振频率可以设置正确选择槽之间的空间(一个和B在图1)和槽长度”一个”和槽宽度”b。”结构的模拟进行了通过使用商业软件CST微波工作室。开始仿真计算得到的初始值的近似共振条件,最终从CST仿真结果确定的值。单位细胞尺寸优化的价值一个=B= 1400μm。

我们考虑三个接地FSSs槽长度为896μ米、970μ米和1076μ400和懒惰的宽度μm检查槽长度相变异的依赖。从CST仿真获得的这些值。CST仿真软件进行仿真,利用有限积分数值工具技术(适合)。在这种情况下,数值方法提供了一个通用空间歧视方案,适用于各种电磁问题,从静态字段计算高频应用时间域。健康是静态的太赫兹范围。因为一台电脑只能计算有限扩张的问题,我们需要指定边界条件。的基本功能是通过使用完美的边界近似数值计算。完美的边界条件选择得到均匀的切向电场和切向磁场组件内部槽,但外部为零。电气边界(即。,一个ll tangential electric fields and normal magnetic fluxes are set to zero) was chosen in the “y“轴方向和完美的磁边界(即。,一个ll tangential magnetic fields and normal electric fluxes are set to zero) was chosen in the “x“轴方向如图1。

2.1。测量结果的模拟量

在我们的论文中讨论(7),测量接地FSS的振幅和相位与仿真结果完全吻合。显示槽长度(即依赖阶段变化。,phase delay), only the measurement amplitude and phase curves of the FSSs measured with free-space millimeter wave vector network analyzer (MVNA) are presented here. The reflection amplitudes of the three FSSs are shown in Figure2。最小反射(S₁₁−2.17 dB)在共振频率,−2.53 dB和−2.68 dB曲线(我),(2),(3),分别证明了FSSs反映在w频段,和总w频段相在反射模式下可用。实现槽FSS在补丁进行比较表明,fs,最大传输发生在共振频率。因此,有损失的能量共振,因为有些部分是迷失在FSS飞机和地面之间的区域。金融监督院遭受更高的损失与共振的补丁,但金融监督院的相位变化与频率线性比贴片天线。这个性质比越高反射获得更有利。

图3显示槽长度变化的影响在w频段阶段的模拟量。共振附近谐振槽长度的微小变化会导致大型金融监督院相阶段的变化曲线。例如,在图3在91.61 GHz的相位值曲线(我),(2),(3)−259.3^˚−176.6^˚,−79.16^˚,分别。所以,之间的相位延迟曲线(我)和曲线(iii)是180^˚。在91.61 GHz, 106年的槽长度变化μm[曲线(i) -(2)]给出了相位延迟82.7度,180和谐振槽长度差异μm [(i) -(3)]提供了一个180度的相位延迟。图3还表明,通过改变槽的长度,相位延迟和相位梯度可以控制。我们测量总计350^˚在w频段相变异。这个值可以增加减少槽长度和通过引入高阶模式。

3所示。确定的功能

直到现在,我们已经展示了如何引入的相位延迟使用fs不同的槽的长度。这个调查表明,每个FSS单元具有独特的槽长度相当于一个延迟元素,和延迟是由槽长度。作为确定性函数实现的一个例子,mm-wave分光镜的FSS数组考虑在这一节中。这个设计的理念是引入可变相位延迟的固定相相干mm-wave平面波分裂光束在两个方向观察相位延迟效应。分束器阵列的示意图如图4,每个模式代表了不同槽长度。随着槽长度变异是在微米和不太重要的顺序图,给出了原理图,而不是真正的照片数组。分束器阵列设计20×20 FSS复合细胞的20个不同的槽长度,分成两个子数组如图4。每个模式的图4代表独特的槽长度。列明智模式代表不同的槽长度及其相位值表中列出1。在左边的10×20细胞子数组,所有的细胞都负相的价值观和正确的10×20细胞子数组,所有的细胞都有正相位值。不同长度FSS细胞分布列明智的方式从数组的中心,相位延迟将增加在两个左右的阵列如图4。表1显示了槽长度的FSS单元,相应的相位值(从CST仿真获得94 GHz),和各自的相位延迟。相位延迟量的计算通过使用几何光学公式,考虑到金融监督院细胞(即井距距离。,两个连续的中心之间的距离单位细胞)和一个轴梁焦距30厘米的天线表面。金融监督院阵列设计的两个子阵将弯曲梁,将30厘米远离天线的脸。由于左右弯曲,分裂辐射将获得在每个频率。

3.1。分束器的测量结果

阵列的辐射模式测量与返波振荡器(回波振荡器)机动设置。测量进行了45^˚轴角位置的天线的回波振荡器毫米波源轴(测量数据5 (b)和7 (b))。天线广泛侧轴是在135年^˚。在94 GHz测量,两叶在130年获得的^˚和118年^˚由于光束分裂的阶段变化。测量矩形和极地分束器的辐射模式数据所示5(一个)和5 (b),分别。在图5(一个),显示了测量系统的校准(传奇)。这是辐射模式没有天线,天线座。结果显示了良好的天线测量的校准设置。

测量辐射模式90 GHz, 94 GHz, 100 GHz频率。结果表明,在每个频率,得到两个主要叶两边的天线广泛的轴。叶的位置变化与频率的相位值FSS细胞随频率变化。图5(b)显示了极坐标图的辐射模式。获得最大反射面叶94 GHz。随着测量频率的减少或增加,侧叶反射功率减少。

4所示。相干性破坏扩散器

作为节分束器的解释3的柱状阵列FSS单元安装在绝缘衬底上,每一列表示一个延迟元素。每一列的延迟是由其槽长度。实现随机相位扩散器系统,分束器FSS数组的列图4重组设计扩散数组。随机相位模式,图的列4是重组如图6。

4.1。扩散器的测量结果

正如前面提到的,表中列出的数量的相位延迟1计算94 GHz。所以,频率将介绍不同的相位的变化值所需的频率。由于金融监督院列的随机重组,在每个频率将扩散反射,反射的延迟数组的元素引入了随机阶段和分束器的聚焦。反射的光束不再相干由于随机阶段引入的随机定位FSS细胞。在每个频率,反映也扩散反射。测量结果如图7。在图所示的相同校准5(一个)是用于测量。为简单起见,测量辐射模式提出了85 GHz, 90 GHz, 94 GHz, 100 GHz, 105 GHz, 110 GHz。图7(一)显示每一个测量不同振幅比其他的方向。获得的最大反射功率在94 GHz,没有侧叶分束器。为了表示,从90年的角位置检测器^˚到150年^˚所示矩形块数据吗5(一个)和7(一)。

5。结论

我们设计了一种连贯性破坏使用被动扩散器系统FSS数组。我们解释了槽长度的依赖阶段变化的属性fs,也展示了相位延迟可以控制通过改变槽的长度。我们提出的设计mm-wave分束器作为确定性函数将相干光束在两个方向上,然后显示一致的驱逐舰的重组分束器的单元格列数组。这种连贯的驱逐舰也可以用作多频扩散器系统。在多频扩散器系统中,在每个频率、辐射模式是不同的,同时也反映扩散反射,反射的信号是不连贯的。这种类型的反射器阵列能够摧毁相干mm-wave来源的一致性作为数组的行为像一个相位调制器引入了随机的阶段。在多频扩散方法中,频率的区别应该足够大,因为一个小差异产生的散斑分布非常相似(12,13]。提出了扩散器是整个w频段的带宽,使自由使用足够的频率差异作为多频扩散器。

确认

sccp这项工作部分由布鲁塞尔(VUB-OZR),佛兰德基金科研(FWO - G.0041.04),和佛兰德研究所科技创新的鼓励(IWT-SBO 231.011114)。

引用

1. g . Koers Ocket, b . Nauwelaers, j . Stiens”主动毫米波成像系统的快速建模和优化,”《第36个欧洲微波会议(EuMC 06年),第1562 - 1559页,曼彻斯特,英国,2006年9月。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
2. Jaeger, j . Stiens g . Koers g . Poesen r . Vounckx,“阿达玛斑纹降低毫米波成像,”微波和光学技术的信件,48卷,不。9日,第1725 - 1722页,2006年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
3. j . i Trisnadi散斑对比度降低激光投影显示,“Proc。学报卷,4657年,第137 - 131页,2002年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
4. 美国伊斯兰教,j . Stiens g . Poesen贼鸥,和r . Vounckx”频率选择表面作为滤波器有源毫米波成像,”12 Microcol研讨会论文集,页137 - 140,布达佩斯,匈牙利,2007年5月。视图:谷歌学术搜索
5. r . Dubrovka j·巴斯克斯,c . Parini和d·摩尔“等效电路分析和合成方法的频率选择表面,”IEE诉讼:微波、天线和传播,卷153,不。3、213 - 220年,2006页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
6. s . Biber m . Bozzi o·冈瑟,l . Perregrini L.-P。施密特:“设计和测试频率选择表面硅基质对于亚毫米波的应用程序,“IEEE天线和传播,54卷,不。9日,第2645 - 2638页,2006年。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
7. 美国伊斯兰教,j . Stiens g . Poesen Jaeger, g . Koers和r . Vounckx“接地频率选择表面作为主动毫米波成像,w频段类光的过滤器”《亚太微波会议,3卷,第2404 - 2401页,曼谷,泰国,2007年12月。视图:谷歌学术搜索
8. d . m . Pozar和t·a·麦茨勒”使用微带反射阵列天线分析的变量大小,”电子信件卷,29号8,657 - 658年,1993页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
9. d . m . Pozar s d Targonski, h·d·Syrigos”设计的毫米波微带reflect-arrays”,IEEE天线和传播,45卷,不。2、287 - 296年,1997页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
10. j·a·基”设计的两层反映变量大小的数组使用补丁,印刷”IEEE天线和传播卷,49号10日,1403 - 1410年,2001页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
11. n . Misran r·卡希尔和v . f .褐,“宽带reflectarray天线环元素,设计优化”IEE诉讼:微波、天线和传播,卷150,不。6,440 - 444年,2003页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
12. j . i Trisnadi,”阿达玛散斑对比度降低。”光学信卷,29号1,11 - 13,2004页。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索
13. e·n·格罗斯曼,a . Luukanen和a·j·米勒,“太赫兹活跃的直接检测成像系统,”太赫兹为军事和安全应用程序卷,5411学报学报,页68 - 77,奥兰多,佛罗里达州,美国,2004年4月。视图:出版商的网站|谷歌学术搜索

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