文摘
认知无线电技术受到广泛关注的意义和使用闲置频率的能力。IEEE 802.22 WRAN,遵循标准的认知无线电技术,光谱传感、无线数据传输。作为无线传输而言,成熟和健壮的可用性和实现物理层算法对高绩效至关重要。WRAN的物理层使用OFDMA技术,提出了一种同步算法,同时提供了一个公共平台,新算法的改进和验证。仿真结果表明,该平台的性能非常接近理论值。
1。介绍
目前,无线通信发展中对多媒体应用要求更高的数据速率。由于频率资源的自然特性,静态分配的历史策略已经无法满足日益增长的需求的设备和高数据率。有迫切需要一种技术来检测可用的频率和启用动态使用这些频率。认知无线电技术出现以应对这一需求。
认知无线电的出现是一个诱人的解决频谱拥挤的问题通过引入机会使用的频段未被授权用户(1]。认知无线电频谱感知技术的核心。频谱将第一感觉决定是否被授权用户使用。如果不使用的频谱,当前频率可用于未经授权的用户。
2003年12月,美国联邦通信委员会(FCC)宣布了一项修订部分15的规则。提供的修订状态,“认知无线电的功能,无线终端,甚至对未经授权的目的,可以使用现有的授权无线资源。“这对新修订奠定了法律基础的无线资源管理技术。第一IEEE 802.22工作组是基于认知无线电成立于2004年11月,目的在于解决无线广域网接入使用认知无线电技术在广播和电视乐队(1]。
IEEE 802.22称为认知无线电标准的认知特征。基于IEEE 802.22的WRAN(无线局域网络)的作品在电视乐队,由传感空出的部分,不占用或已经在电视乐队,使用目前无线通信的频率而不干扰其他电视频道的信号。IEEE 802.22技术代表了一个特定的认知无线电技术在无线领域的应用。它的特点是灵活和自适应频谱的合理配置而不干扰授权用户。技术主要是由光谱传感、共存、渠道管理、多通道绑定和OFDMA (2]。
WRAN光谱传感技术可以大致分为两类:盲目的传感技术和特定信号传感技术。盲目的传感技术不需要知道信号特征但检测频率基于能量(3- - - - - -5),特征值(3,5,6),或进行比较3,7]。特定技术检测信号频率基于特定的信号类型的特点和现有的检测信号系统(如电视、PAL和DVB研究[8- - - - - -10]。
CBP(信标共存协议)是一个协议在802.22标准提出解决共存和相邻WRAN系统的互连。CBP有助于识别邻近的网络,实现它们之间的共存,和基站之间实现资源共享2]。
当WRAN系统感知可用频率,有效的利用这些频率需要上行和下行传输。WRAN部署OFDMA的物理层传输技术。系统的吞吐量是由发射和接受OFDMA的性能。本文旨在提供一个MATLAB对OFDMA技术测试平台基于IEEE 802.22 WRAN和提议的平台将作为测试设备和芯片制造商甚至框架规范的改进。本文还建议一套接收机算法具有优良的性能和强鲁棒性验证平台的正确性。
本文组织如下。部分2描述了WRAN的物理层提供了关键零部件的参数;测试平台下行物理层WRAN分为模块部分的详细描述3;部分4州的过程设计测试平台的同步算法,算法的细节。最后,本文的结论与平台的测试结果,验证算法的性能,说明该平台的正确性。
2。PHY层描述
按照IEEE 802.22标准,物理层WRAN负责数据的编码、调制、传输等等。物理层WRAN基于OFDMA传输技术和数据传输的子通道分配。主要的WRAN系统参数如表所示1。
WRAN如图的框架结构1。第一个OFDM符号是框架中,这是一个训练序列与一个固定的格式;帧序言是紧随其后符号和依赖于系统带宽和CP的大小。
2.1。信道编码
信道编码过程如图2选举委员会,其中包括扰码器的处理,衬垫,星座映射。
扰频器是用来争夺一点数据,消除连续0或1,确保每个星座的概率大致相同,然后减少地表铺面(peak-average功率比)。扰频器如图的序列发生器3。初始化数据加扰器在每个破裂与011011100010101。
联邦选举委员会(前向纠错)模块增加冗余位提高康复的可能性误差传播。约束长度的二进制卷积编码器= 7及其发电机多项式是1710和1330,分别。另一个编码率通过刺穿。
衬垫是turbo-like衬垫参数。的价值是由编码块。交叉表中可以得到以下方式。代表编码块的大小是迭代的数量。当交叉表生成:
星座映射模块与复杂的地图符号值根据输入序列和星座。
2.2。星座映射和调制
WRAN主要使用星座点的BPSK, QPSK, 16 qam, 64 qam。BPSK主要用于飞行员和前言。数据符号使用QPSK, 16 qam, 64 qam。正交相移编码的映射,16 qam,根据应用的执行和64 qam星座映射。
2.3。OFDM子载波分配
在2048年每副载波OFDM符号,384副载波零副载波(左保护带,右后卫的乐队,和直流副载波)0振幅和相位。剩余的1680副载波是有用的副载波,包括1440年的数据副载波和240年试点副载波。1680副载波分为60子信道,每个包括24个数据副载波和4飞行员副载波。
飞行员模式会重复每7 OFDM符号和7副载波在时间和频率域,分别为特定的规则,如图4。
在分配前,副载波的数据必须通过象征交错。象征交错是相同类型的交叉和使用固定交叉参数。
2.4。OFDM的参数
OFDM的参数如表所示2。渠道与不同的带宽共享相同的参数。
副载波间距依赖于信道的带宽(6 MHz, 7 MHz或8 MHz)。循环前缀持续时间可能是以下派生值之一:,,,。
3所示。基本的WRAN下行试验台
3.1。WRAN发射机
WRAN采用成熟问题影响(编码正交频分多路复用)技术的发射机设计符合IEEE 802.22标准。图表的处理在物理层的信号如图5。
控制参数的随机源模块释放量。破裂的大小取决于参数类型的调制和编码率。信道编码模块的编码速率是1/2,2/3、3/4,和5/6。控制刺穿的模式将产生数据的编码速率。副载波分配的控制参数+插入导是ofdm指数,用于决定试点插入的抵消。OFDM调制的任务由传输线变换和CP插入。CP大小用来控制CP部分的大小。
3.2。通道模型
信道模型,除了拥抱无线传输的特点,介绍了定时偏移的影响,频率偏移和相位偏移,如图6。
多路径通道模型使用延迟DVB系统中的配置文件。它的参数包括信号的采样率和多普勒的大小。这个模块介绍了频率选择性和时间方差的影响。AWGN信道模块的加性高斯白噪声的主要功能是模拟相邻通道的干扰和带内。它的参数是信噪比。基于信噪比的情况下噪声可以计算。
模块命名时间抵消模拟输入信号的定时偏移。时间偏移量的控制参数是时间偏移量。模块相位和频率偏移模拟载波相位偏移,载波频率偏移量。模块的模型显示如下: 在哪里freq_offset + + freq_offset_random_variance();phase_offset + + phase_offset_random_variance(),的序列号是OFDM符号和randn是一个正态分布生成函数。
3.3。WRAN接收机
OFDMA下行接收如图7。downconversion和低通滤波后,接收到的信号是美联储模拟/数字转换器(A / D),采样频率可以表示为
这里假设是,英吉利海峡路径,代表的相对时间延迟米th路径,代表时间抵消,代表了加性噪声。CP后删除同步和信号的结果如下:
DFT的输出有项 在哪里是加性噪声,的信道频率响应th副载波,采样的信号吗。
从上面的方程,它可以观察到OFDM可以被视为一组并行传输高斯信道有不同的复值衰减。通道均衡器可以估计每副载波的增益值和一抽头均衡器可以用来消除信道增益的影响。均衡器的标准可以设计基于ZF的标准或MMSE (11]。均衡器的输出需要demapping和解码模块恢复原来的一点。
3.4。同步任务
最重要的传输/接收频率偏移的影响损失inter-subcarrier活动进一步导致ICI。这里有点类似AWGN和将降低信噪比12收到的信号。AWGN信道和衰落信道,减少增长增加广场的副载波的数量。表3显示的衰减值信噪比之间的关系和归一化频率偏移量。
类似于频率偏移,相位噪声抵消和采样时钟偏移会导致ICI和减少接收信号的信噪比。其影响的范围如表所示3,证明了每个副载波的不同采样时钟偏移的影响。作为一个副载波保持远离直流频率位置,信噪比显示大的衰减值。
符号定时偏移量没有显著影响系统性能。如果循环前缀的长度大于信道脉冲响应的长度,副载波间的正交性将不会损坏,只要时机位置保持在有效的范围内(从循环前缀的长度从信道脉冲响应的循环前缀)。轻微的时间偏移量只会导致数据的相位旋转符号和这个可以补偿信道均衡模块,从而造成任何损害的正交性。如果捕获位置在有效范围之外,ISI和ICI会出现系统性能强劲将会恶化。
频率偏移量、时间同步和频率同步误差应满足以下条件(13- - - - - -15)为了保证系统性能在可接受范围内的损失:
同步模块将确保剩余偏移量满足上面的条件。
4所示。同步模块
4.1。时间同步
由于终端没有准确的时间信息的发射机和采样时钟漂移和温度漂移,终端和发射机的信号时间偏移量。因此,接收样本下OFDM信号传播。因为只有采样点是最初用于OFDM信号,实际的是
作为象征的不准确的时间在窗口FFT解调终端原因抵消和ISI,最后两项可以合并成一个词,。最后的解调信号可以表示为
可以看到从上面的方程,象征的不准确的时间带来了两个影响。首先,添加一个相位旋转解调信号的准确时间和相位旋转的大小正比于副载波的位置为代表。类似的相位旋转造成的相位抵消传输通道不会影响intersubcarrier OFDM信号的正交。ISI出现在符号定时偏移量超过一个采样点。
相抵消解调信号存在的只有时机分为CP的范围。相位偏移可以消除通过信道均衡。计时模块只需要满足这个条件。
(一)粗定时同步。因为CP的OFDM信号的分量,CP-based ML算法(15,16可以使用)。这个算法是寻找时间和频率的联合估计。原理图如图8。
在图中,。CP-based ML算法能够快速同步,只需要收集样本与一个OFDM符号的长度。移动的长度通常是CP的长度总和的部分。当CP的长度很大,这个算法可以产生更好的精度。然而,因为WRAN CP大小为128(1/16),甚至64(1/32),精度不太令人满意。
施密特和考克斯(S&C) (16,17提出一种新的同步算法,是基于一个特定的训练序列。它由两个相同的部分长度/ 2传播在每一帧的开始。的第一个OFDM符号WRAN框架是我们想要的序言。当这样的一个特点是,它使用施密特和考克斯算法是可行的。施密特和考克斯算法比基于CP的ML算法具有更好的精度,但其相关性表明高原的峰值。
尽管S&C算法的估计精度可以满足要求,准确时间可以增加频率偏移的估计精度。提出了一种新的方法来提高估计精度。一旦发现框架的时机和频率粗同步完成,当地的序言和接收到的序言之间的相关性可以用来生成精确的计时信息。
粗定时同步采用这三种方法,和具体策略的使用应根据当前的同步状态决定。
(b)定时同步方案。为了减少同步时间,据粗略估计,基于CP的ML算法首先使用时间抵消图所示9;在此基础上,采用施密特和考克斯算法找到框架的起点;一旦发现框架的起点,序言相关性的方法可以用来搜索只是一个小范围内,可以找到确切的帧定时时间和象征。定时同步的战略图如图10。
使用的时间策略,定时估计的结果如下图所示。图11显示了更好的性能。
4.2。频率同步
如果我们假设信道响应的长度短于循环前缀的长度和振荡器在终端和发射机频率偏移归一化频率偏移相对于副载波间隔
和解调信号生成: 在哪里是输出的DFT添加剂噪声和表示符号间干扰。可以看到从上面的方程,接收到的信号不仅受到信道而且频率偏移。归一化频率偏移是一个整数,最终结果的区别和实际传输序列是,的循环移位。如果是一个小数,
它可以推导出
频率偏移的存在将导致以下影响。首先,它会导致接收信号的相位旋转将反映在乘法因子;其次,频率偏移会导致衰落;最后,频率偏移会损害正交的子信道和导致干涉项。为了理解的影响在系统性能,18建议使用添加剂噪声和频率偏移和有效信噪比在接收终端 在哪里,。
如果没有白噪声,频率偏移必须满足的条件从而实现30 dB在接收端信噪比。在这种情况下,频率偏移估计精度的误差应保持在1 - 2%的子通道间隔。
(一)粗频率同步。因为一个分数将导致不可恢复的ICI, CFS应该首先估计和消除影响。大中型企业的支持CP-based联合估计的时机和频率偏移估计及其指标(15,16)可以表示如下:
理想的定时同步的情况下,上述方程可以改变
CP-based ML估计量,通常代表的数量CP的长度,和上面的方程变成。鉴于因此,估计价值。考虑到这一系列的计算阶段,小数部分的吗。
频率偏移的估计精度取决于大小的。CP的估计输出四个大小WRAN图所示12。
(b)精细频率同步。当探测器呆在帧的开始,序言部分可以被认为是估计和整数。的处理信号如图13。
在理想的情况下定时同步,部分频率偏移的估计量 在哪里;从而更准确的分数频率偏移估计可以获得。因为的长度大于循环前缀,这个算法更好比CP-based ML估计量的精度。
当分数频率偏移估计和修正,以下指标可以用来估计整数频率偏移: 在哪里 代表了伪随机位序列序列长度为1681;代表了新的序列长度为1861结构化的接收序列由OFDM解调解调;确定的起始位置拦截数据;当,没有偏移量。参见图14。
整数频率偏移的估计量表示为
因为伪随机位序列是由PN序列,它的特点是良好的相关性。图15给出了计算结果当整数频率偏移是4和信噪比= 0分贝。5所示,最大值出现在位置4。
(c)频率同步方案。闭环控制适用于频率同步可分为捕获阶段和跟踪阶段。在捕获阶段,毫升和PRBS-based算法是采用正确估计和频率偏移。因为频率偏移是时变的,跟踪阶段遵循捕获阶段。跟踪阶段是基于ML算法和循环使用过滤器来过滤跟踪误差,提高跟踪精度。循环如图16。
环路滤波器的设计设计需要考虑收敛的速度和剩余误差。如果循环过滤因子太小,虽然收敛后剩余偏移量很小,收敛缓慢甚至不会发生;如果回路滤波器系数太大,收敛迅速,然而剩余偏移量将是巨大的。所以它应该是精心设计的。
解码性能在不同滤波器系数可以通过模拟接收生成不同场景下性能如下:(我)与一个固定的频率偏移的场景测试的残余误差性能频率偏移跟踪循环;(2)场景与一个固定的频率偏移叠加的频率偏移量随时间变化的线性测试误差频率偏移跟踪环路的跟踪性能;(3)现场与频率偏移与正态分布测试频率偏移跟踪回路的抗干扰能力。
所示的数字17和18,滤波器系数0.5是适合循环的循环显示剩余频率偏移和出色的表现,有些错误。
5。平台验证
5.1。模块的实现
根据WRAN下行信号处理流程,在以下模块需要处理的信号经过同步和OFDM解调过程16- - - - - -18]。
模块OFDM解调器执行以下功能:删除CP, DFT和副载波和飞行员副载波提取数据;这个模块的实现可以参照执行2]。通道均衡采用变换域方法和参考的算法可以找到(11]。模块符号解调进行软解调IQ信号和输出的软比特LLR形式所示(19]。选举委员会的解码器模块完成deinterleaving,维特比译码,和一些descrambling;一点一点deinterleaving和descrambling发射机的反向操作,参照[2];维特比译码的追溯长度为34。
5.2。仿真结果
的收发器WRAN下行可以按照上面的算法实现。比较的误码率、提单和原始的误码率可以帮助优化模块的参数和评价模块的性能损失。
因为原始的误码率BER不是由选举委员会的修正,它可以与理论值相比产生的性能损失在同步和信道估计模块。误码是联邦选举委员会解码误比特率,可用于评估解码性能。自从维特比算法和符号解调相对成熟,他们的性能损失可以忽略不计。
没有时间偏移、频率偏移和相位偏移,在AWGN信道仿真性能与理论值相比在图19。正交相移编码下,16 qam,甚至64 qam调制,模拟值非常接近理论值。
的定时偏移3样品在系统中,频率偏移0.25,10度的相位偏移,平台性能在AWGN信道如图20.与理论价值。根据正交相移编码,16 qam,甚至64 qam调制,模拟值和理论值之间的差异不超过0.8 dB。损失主要来自剩余频率偏移量。
的定时偏移3样品在系统中,频率偏移0.25,10度的相位偏移,由于信道估计,仿真平台性能的涂通道与理论值相比在图21。信噪比损失,大约1 dB,主要来源于剩余频率偏移和不理想的信道估计的特征。
在系统性能和算法复杂度方面,WRAN-based链接级仿真平台显示良好的鲁棒性和性能优良的算法。它提供了一个参考硬件实现和系统级仿真平台作为参考数据。
6。结论
后提供详细介绍物理层的IEEE 802.22 WRAN,本文继续关注链路级别的仿真平台的功能和模块设计。
在接收机算法、时间同步和频率同步对OFDM系统很重要。仿真平台的实现后,原始的误码性能模拟来验证平台的性能,仿真结果表明,在AWGN信道仿真平台的性能几乎与理论值相同。
在不理想的情况下,平台的信噪比损失小于1分贝,证明性能良好的平台和实验改善WRAN可行。
利益冲突
作者宣称没有利益冲突有关的出版。
确认
这项工作是由中国国家自然科学基金支持。61106022,北京自然科学基金。4143066,河北省自然科学基金。F2014209276,河北高校科学基金。QN2014099。