用于扩展带宽和退关范围的电抗补偿三器件Doherty功率放大器

摘要

提出了一种新的宽带Doherty功率放大器拓扑结构。一个分流的 短线或 在传统负载调制网络中引入开路补偿电抗，大大提高了网络带宽。全面分析了该方案的底层带宽扩展机制。基于Cree公司的10w HEMTs实现了三器件Doherty功率放大器的演示。测量表明，在8 dB后退范围内，从2.0 GHz到2.6 GHz的漏极效率至少保持41%。在同一工作频段，饱和功率大于43.6 dBm，漏极效率大于53%。

1.介绍

众所周知，由于各种无线技术的蓬勃发展，频率是稀缺资源。因此，必须采用复杂的调制方案来在有限的频率带宽内实现高数据速率。在享受高数据吞吐量的同时，这些调制带来的大峰值平均功率比(papr)也给硬件实现带来了一些不希望的影响。最明显的影响是对功率放大器(pa)，因为它们必须在大的后退区工作，以保持良好的线性。这种特性的副产品是大大降低了效率。

在过去几年中，各种提高效率的PA解决方案，如包络跟踪[1],异相[2， Doherty [3.- - - - - -18，以对抗高PAPR信号导致的效率降低。其中，Doherty PA被认为是最好的候选人之一，因为它结构简单，易于实施。由两个独立偏置的放大器(载波和峰值)组成的经典Doherty PA在饱和和6db退关功率条件下都能达到峰值效率。这种架构已成为基站PA设计的主流。然而，某些通信方案，如LTE-Advance和即将到来的5G，可能有几个副载波;对应的PAPR值仍在增加。因此，像非对称子放大器尺寸[11]和multiway [14- - - - - -16为提高Doherty pa的后退距离已被广泛研究。在非对称解决方案中使用了用于峰值PA的大设备尺寸。然而，在实际应用中很难找到匹配的器件，获取范围的提高有限。多路结构基本上引入了几个峰值放大器和一个载波PA，这被认为有一个很大的回退范围，其峰值效率的位置是由峰值放大器的数量和大小决定的。

此外，为了在单一系统中支持多频带和多功能操作，对宽带通信的需求也越来越高。此后，Doherty PA的带宽增强技术成为研究的热点。在文献中，对负载调制网络(LMN)的一些修改已经取得了实质性的改进。然而，它们中的大多数在结构上仍较为复杂，主要局限于传统的双向Doherty建筑[7- - - - - -13]．

基于作者在[18提出了两种具有并联补偿电抗的新型LMN结构。通过引入 短线或 在常规LMN的开放线路上，调制阻抗可以大大减少对频率偏差的变化，从而提高Doherty PA的总体带宽。对这两种新型结构给出了系统的设计理念和全面的理论分析，并进行了很好的说明。

本文的其余部分组织如下。部分2解释了传统结构的潜在约束，并介绍了拟议的设计原则。节3.实现了一种具有大高效回切范围的三器件Doherty PA电路。给出了仿真和测试结果，并成功地获得了良好的宽带工作特性。最后,部分4给出了结论。

2.建议的负载调制网络

2．1．背景

作为Doherty PA的关键元件，传统的LMN由两个阻抗逆变器组成。 一般采用输电线路。然而，由于频散效应 传统的LMN在带宽上固有的狭窄，最终限制了整个Doherty PA的带宽。换句话说，适当的负载调制只能维持在一个单一的频率。当操作频率偏离中心()，调制阻抗从标称值迅速降低，PA的效率随之下降[6，7]．幸运的是，我们发现适当地添加一个无功元件来中和这种色散可以增加LMN的阻抗带宽。在[6，采用LC并联网络作为补偿电抗。但是，没有给出详细的运行机理分析，并且由于频率低，能够支持的最高频率受到限制LC谐振电路的因子。

本文提出了两种新的带分路存根的LMN拓扑，以扩展操作带宽。分流 存根和短 如图所示，打开的短节连接到子放大器的连接点1 (b)和1 (c),分别。将进行详细的分析，以验证所提出的想法的潜力。在此基础上，实现了一个具有大带宽和后退范围的三器件设计以进行验证。

2．2．提出一种具有四分之一波长短存根的分路LMN

众所周知，Doherty PA的运行大致分为两种情况:低功率和高功率。当功率较低时，载波放大器只工作，完全决定了整体性能。

定义中心频率而归一化频率为 ．对于如图所示的典型LMN1(一)，在结点处看到的阻抗为频率相关，根据经典传输线理论计算公式如下[19］ 在哪里输出的特性阻抗是多少 线,代表负载(通常为50Ω)。

因此，载波PA阻抗产生的传统LMN可以表示为 在哪里的特性阻抗 线路后的载波PA。

另一方面，对提出的LMN进行分流 短行如图所示1 (b)，表示载波的阻抗的公式如下: 下标SC表示短路条件和为分流线的特性阻抗。基于(2)和(5)时，载波阻抗对频率的实部和虚部可以通过简单的数学推导得到。

数字2的频率响应在不同值(12、17、22欧姆)，以及 ．它需要强调的是，规范化的值()和是团结和 在这个特殊的比较中，与经典的Doherty LMN处理相同。从图中可以看出，在每一种情况下，两种情况产生的载波阻抗都保持在100 Ω左右与经典Doherty PA理论相一致。这是因为 短线在中心频率处产生无限阻抗，对调制阻抗没有影响。然而，当操作频率偏离 ，传统LMN产生的实部载波阻抗急剧下降。这种阻抗降低通常会导致不必要的效率降低和带宽降低。与此相反，通过增加并联线路作为补偿电抗，采用所提出的拓扑方案可以在一定的频段内获得更稳定的阻抗，表现为更大、更平坦的实部响应。

对于虚侧，在中心频率之上/之下，所有情况都表现出相似的电容/感应行为。然而，传统的LMN所呈现的变化要比提出的LMN大得多。从PA设计角度来看，更平坦的欧姆和更小的无功负载通常意味着更容易设计一个宽带匹配网络，之后实现更大的带宽[7]．在中心频率处，分流短节相当于在连接点处看到的开路负载;因此不产生加载效应。这是由相同的负载阻抗在所有被分析的配置。

在高功率条件下，所有子放大器工作。假设两个子放大器单元产生的基电流是相同的，根据图中所示的图可以很容易地计算出相应的阻抗1(一)和1 (b)．数据3.和4比较了不同LMN方案的实部和虚部在饱和时的模拟载波和峰值阻抗行为。很明显，载波阻抗具有与低功率条件下相似的分布。具体地说，阻抗随频率偏差的变化被显著地抑制，无论是虚部还是实部。在峰值侧，尽管传统设计显示相对平坦的阻抗响应，但变化率不如载波放大器。因此，通过优化分流短节的特性阻抗，仍然可以保证整体带宽的增强。

2．3.提出一种带有分路半波长开存根的LMN

类似于上面所示的配置，一个分流器 开路短节也可用作有效补偿电抗。对带分流器的LMN结构进行了理论分析 开放存根与前面提到的情况非常相似。数字1 (c)给出它的原理图。低功率条件下的载波阻抗可以推导为 在哪里分流线的特性阻抗和下标是什么表示开路。

数字5比较了计算不同的行为值(24、44、64欧姆)，以及 ．的归一化阻抗和又是统一和 ．可以看到，通过采用适当的特性阻抗(例如44 Ω)，来自所提出的LMN的调制阻抗可以比传统LMN提供的频率响应更平坦。高功率条件下载波和峰值子放大器的阻抗曲线如图所示6和7,分别。如前所述，一旦适当地选择分流短节的特性阻抗，与传统设计相比，载波阻抗的较小变化是可以实现的。因此，当阻抗匹配变得更加容易时，可以获得更大的带宽。此外，上述两种补偿方法的特性阻抗和长度参数一般是不同的。在实际应用中，采用哪种配置主要是综合考虑带宽效应和实现便捷性后决定的。

3.电路实现

3．1.宽带三器件Doherty功率放大器设计

为了处理高峰值功率比的信号，峰值器件外围的总峰值必须大于载波器件的峰值。为此，设计了一种双峰单载波Doherty PA，针对大后退距离。为了在具有宽带作战能力的同时，对LMN进行了短路分流 上面分析的存根被更新以适应一个三向结构，如图所示8．具体来说，载波PA被放置在中心，其输出被两个对称排列的峰值放大器平均共享，形成负载调制。

众所周知，Doherty PA在低功率和高功率地区的运作是不同的。对于低功耗场景，两个峰值PA都关闭，载波PA单独工作。的并联 每个支路上的线路在交接处被分成两部分（= 1,2).只要每个峰值PA在输出匹配网络后连接适当的偏置线，阻抗从两个结点进入峰值PA和可以做得非常高[5]．因此防止了反向功率泄漏。换句话说，最顶端的树枝是孤立的从分路线，这个LMN退化为之前为载波PA引入的分路stub配置。所示阻抗的频率响应与图中所示类似2．也就是说，当输入低时，载波PA只工作，其阻抗可以计算为 下标SC表示短存根附件。分流线的特性阻抗为 ．数字9描述了模拟对不同反应值(25、35和45欧姆)。很直观，如果值是仔细选择的，这个场景对带宽增强是积极的，类似于上面小节中介绍的情况2.2．

当输入量增加时，两个峰值PA逐渐传导，并与载波PA形成有源负载调制。设置子放大器的基频饱和电流比为 ．和分别表示载波放大器和峰值放大器的饱和电流。根据(3.，4，为获得最佳阻抗匹配，可将特征阻抗和是选为

在这种情况下，阻抗呈现给载波和两个峰值放大器在饱和时可以很容易地得到一次和值predescribed。在这个特殊的设计中，还需要提到的是值(以度数表示)可以进行优化，如图所示8．这为输出匹配网络提供了另一种设计自由度。的特性阻抗然后调谐以实现载波和峰值子放大器之间的折衷性能。数字10给出了饱和时载波和峰值阻抗随频率变化的模拟结果和团结的价值和35个Ω，分别。在图11，子放大器的负载阻抗变化曲线描述为归一化输入电压的函数。可以看到，典型的Doherty阻抗剖面[3.，8成功地实现了。

在输入端，采用宽带功率分配网络将输入功率分配到三路。由于使用相同的晶体管构建三个子放大器，峰值单元的功率增益比载波单元的功率增益要小，因为峰值单元的偏置条件较低。因此，选择不均衡的功率分配，为峰值路径提供更大的功率。数字12图示所设计的电网图。端口1为输入端，端口2连接运营商PA，端口3和端口4为峰值路径。上下部分完全相同，隔离电阻＝= 100Ω。这六条线的特征阻抗为= 64.1Ω,= 91.7Ω,= 44.2 Ω= 57.1Ω。所有的输电线路都是 在中心频率处长（在这个特殊的设计中等于2.3 GHz)。数字13描述了Keysight ADS动量分压器的仿真性能。请注意,S31和S41在1.5 ~ 3.0 GHz频段内，保持在−6.2 dB和−4.6 dB左右。这意味着峰值PA的刺激比载波PA的刺激大1.5 dBm左右。这种处理是为了在三个子放大器之间的饱和状态下具有相同的驱动能力。此外，输出端口之间的回波损耗和隔离均在−15 dB以下。

当最优源阻抗和负载阻抗随工作频率变化时，进行广泛的源拉和负载拉仿真，以找到频率相关的目标阻抗。输出匹配网络和偏移线经过精心设计，以维持整个多尔蒂PA的宽带运行。此外，在最终电路组装前，对三个子放大器均设计了具有经典级联低通拓扑结构的宽带输入匹配网络。为了使饱和输出功率达到最大，还在峰值输入处增加了相位平衡线。此外，还可以直接在短断头端添加直流电源，使直流供电更加方便。经过仔细的优化，确保在大的操作带宽中有良好的性能。

数字14给出了已实现的Doherty PA的拓扑结构，如图所示。为简单起见，不绘制输入功率划分网络。原型电路是在一个电阻率为2.33，高度为31密耳的Duroid 5870基板上实现的2．3，因为这两种配置有类似的理论基础的带宽扩展如上所述。

3．2．模拟和测量结果

这种特殊的三路电路在Keysight ADS模拟器中具有充分的特点。所有的子放大器都由Cree提供的10-W GaN HEMT CGH40010构成。仿真是用制造公司提供的大信号晶体管模型进行的。对偏置条件进行了优化，实现了子放大器的功率依赖性开口序列。具体来说，载波单元偏压在−2.7 V，对应于ab类模式。另一方面，两个峰值单元的偏置电压为−6.5 V，对应c类模式。电源电压(dd)全部设置为28v。通过仔细的设备校准和布线，整个电路保持简洁和对称。

数字15以增益、最大输出功率和设计的Doherty PA的漏极效率显示了在连续波(CW)激励下饱和时的模拟和测量特性。可以清楚地看到，在2.0 GHz到2.6 GHz的600 MHz带宽测量中，最低记录了53%的漏极效率。在2.6 GHz时效率最高，达到76%。输出功率至少保持43.6 dBm，在2.2 GHz出现峰值45.4 dBm。测量结果与仿真结果吻合较好，微小的误差可能是由于模型误差、加工公差等原因造成的。

作为施加两个峰值放大器，峰值部分的总器件周边大于载体部分，因此实现了增加的电源回距范围。数字16比较测试和模拟的增益和漏极效率曲线在8 dB后退电源从2.0 GHz到2.6 GHz。在整个频段，超过41%的漏极效率被成功地保持。这就解释了26%的合理频率带宽。

更好地表征制造电路的效率曲线，图17描述注册的增益和漏极效率剖面作为输出功率的函数在相同的频带与100 MHz的间隔。很容易看出，所提出的Doherty PA在所有频率分量上近似遵循经典Doherty型效率剖面。表格1列出了几个已发表的宽带Doherty pa和这项工作的比较。

此外，利用20 MHz的LTE调制信号和8 dB的PAPR值对电路原型进行测试，以进一步评估性能。数字18给出了记录的平均漏极效率和相邻通道泄漏比(ACLR)作为2.3 GHz输出功率的函数。可以很容易地看到，在8 dB后退电源时，大约达到46%的漏极效率，而相应的ACLR值约为−29 dBc。此外，数字预失真技术[20.]，经DPD处理后，ACLR值降至−51 dBc，表明具有良好的线性化能力。数字19描绘了杜赫蒂PA的摄影作品。

4.结论

两个新的负载调制网络和一个分流器 存根和短 提出了开放存根来提高Doherty PA带宽。关于带宽优点的基本原理已被充分分析。基于改进的拓扑方案，实现了单载波双峰Doherty放大器电路，并进行了验证。同时实现了大带宽和高效率的回退范围。

的利益冲突

作者声明他们没有利益冲突。

致谢

基金资助:国家自然科学基金资助项目(no. 20141202);61601160,没有。61411136003,没有。东南大学毫米波重点实验室开放基金资助项目(no. 61331007);K201820。

参考

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