单层、双端口、双频、正交圆极化低频微带天线阵

摘要

本文设计了一种用于卫星通信的单层、双端口、双频、双圆极化微带阵列。工作频率为8.2和8.6 GHz，比率非常低，仅为1.05。首先，矩形贴片单元通过两条正交边的微带线馈入，激发TM的两种正交主导模式₀₁和TM₁₀．极低的频率比可以通过高的极化隔离来实现。然后，利用两组独立的顺序旋转馈电结构构造了一个2 × 2双频双cp子阵。在单层薄基板上设计了一个8 × 8阵列。最后，利用1 - 4功率分压器和半刚性同轴电缆，研制了一个16 × 16的阵列，以实现更高的增益。测量结果表明，16 × 16阵列的下频段和上频段的15 dB回波损耗(RL)带宽分别为4.81%和6.75%，3 dB轴向比(AR)带宽分别为2.84%和1.57%。在8.2 GHz和8.6 GHz处分别获得18.6 dB和19.4 dB的隔离度和25.1 dBic和25.6 dBic的峰值增益。

1.介绍

在卫星通信系统中，不同频率的上行链路和下行链路通常需要双频天线。正交极化对于提高单独的发射接收通道的隔离效果非常好，特别是对于频率比较低的双频天线。圆极化比线极化更好，因为圆极化对天线定向不敏感，可以消除电离层引起的信号法拉第旋转效应，并且可以抵抗恶劣天气条件。各种天线类型可用于解决共享孔径双频双圆极化(CP)问题。平面天线，如印刷偶极子、槽和微带贴片，因其低外形而成为更受欢迎的候选天线。

传统上，双频双线或圆极化天线倾向于采用多层叠加贴片结构[1- - - - - -5］．在不同的层上放置独立的元件，实现灵活的双频双极化设计。因此，可以很容易地实现适当的频率比[1，2］．敏捷馈电网络的设计，以形成更大的阵列与高增益和效率[3.，4，改善频率响应[2，宽频宽[5］．唯一的缺点是多层天线的制造过程相当困难和昂贵。

为了实现双频和双cp辐射，提出了几种单层天线单元。可在贴片天线上加载臂长不等的十字槽[6或环形槽[7，8]，以实现单层配置的双频双cp天线。然而，这些缝隙天线的双向辐射特性限制了它们在卫星上的应用。在此背景下，本文提出了一种双频CP平面单极子天线[9将“L”形带和“C”形带组合在一起。此外，提出了一种带有8个弯曲槽的圆形贴片和一个圆盘负载的同轴探头来实现双频双圆极化图[10］．然而，它们的全向辐射是不可取的。需要指出的是，还有一种单层设计，可以实现双频、双cp方向图[11］．然而，上述天线的增益相对较低。此外，他们的同轴探头馈电方案增加了形成更大的阵列的难度，这在卫星通信中是非常理想的。

目前对单层基板的双频双极化天线阵列的研究还很少[12- - - - - -14］．在[12]，将两个完全不同的贴片直接连接起来，构成由微带线馈电的双频正交cp元件，易于扩展到更大的阵列。在[13，其中两对正交模式，即TM₁₀/ TM₀₁和TM_30./ TM₀₃，同时兴奋。在这两种情况下，在单层衬底上实现了双频正交cp微带阵列，但低频比难以实现。两个中心频率的实现率分别为1.44和1.42，这对于某些特定的卫星通信应用来说是相当高的。在[14]时，通过激励TM可获得1.14的低频比₁₀和TM₀₁正交线性极化(LP)。此外，这些配置往往只有一个端口，这是不适合系统的单独发射-接收天线。

本文提出了一种单层基板上的双端口、双频、双cp微带阵列。首先，通过激发TM的两个正交主导模₀₁和TM₁₀，采用矩形贴片，在辐射正交lp波的同时实现极低频比。针对特定的卫星通信系统，该元件设计频率分别为8.2 GHz和8.6 GHz，频率比为1.05。然后，利用顺序旋转(SR)馈电方案构建了阻抗和轴比(AR)带宽提高的双端口、双频、双cp阵列。为了演示，一个2 × 2的子阵列由两个独立的序列馈电网络组成。然后，在单层薄基板上提出了一个8 × 8阵列。最后，利用1 - 4功率分压器和半刚性同轴电缆，成功地研制出了增益大于25 dBic的16 × 16阵列。测试结果表明，两天线阵列具有理想的辐射方向图，两端口间的隔离性能优于18 dB。

2.设计理念

所设计天线的规格见表1．它是双端口，双频，正交cp在8.2和8.6 GHz。25 dBic的目标增益对于单频微带天线阵来说不是很高，它可以用大约100个单元来实现。然而，它们必须满足双端口共享孔径阵列以及特定的频率和偏振。15 dB回波损耗(RL)和3 dB轴向比的带宽均为80 MHz。分数带宽约为1%。

频率比只有1.05。在两个频段内构造等间距的共用孔径阵列很方便，但对馈电网络和共用孔径单元(或子阵)的设计造成了限制。对于如此低的频率比，很难在两个频带之间实现理想的隔离，因此双端口设计需要两个独立的馈电网络。共享孔径元件(或子阵)可设计为单层或多层结构。对于前者，需要在一个patch中同时激发4个合适的模态，以实现双带正交耦合;但是，频率比为1.05是困难的。对于后者，需要两层上重叠的补丁，但强耦合显著增加了设计的复杂性。此外，多层天线的制造相当困难和昂贵。因此，我们选择单层配置进行设计。

通过初步研究，研究了单层衬底上的两种可能的共享孔径阵列:(1)由两个独立的CP阵列在两个波段组成的交错阵列;(2)由LP单元组成的顺序旋转CP子阵共享孔径阵列。

第一种构型是由CP补丁单元和馈电网络组成的两个独立的交错阵列构成的。将两个独立的公司馈电阵列以适当的元素间距交错，并且不在单个层中交叉是很困难的。串联馈电阵列相对简单;然而，他们遭受非常低的带宽和倾斜的波束在频率偏离中心。

共享孔径阵列的第二种结构采用顺序旋转的CP子阵列作为单元。SR技术最早在[15]，在使用窄频带元件的情况下，大大提高了CP阵列的带宽和极化纯度[16，17］．无论是LP元素还是CP元素都可以用来构造SR阵列;而LP矩形贴片具有两种正交主导模式，可以实现频率比非常小的双频辐射和所需的隔离。以下设计基于此配置。

带边的补丁和长度不等，如图所示1．两种正交主导模式TM₀₁和TM₁₀是由位于正交边缘中心的两条微带线激发的和分别为8.2和8.6 GHz。

基本SR子阵列的元件按2 × 2正方形或矩形网格配置排列，元件角方向和馈电相位按0°、90°、0°、90°或0°、90°、180°、270°方式排列。在后一种安排中，阵列的轴比带宽可大幅度增加[17］．并联馈电或串行馈电均可用于SR阵列[18］．本文利用这两种方法构建了基于双频双lp单元的双端口双频双cp子阵。

2 × 2子数组如图所示2．元件角向和进给相位均按0°、90°、180°、270°排列。串行馈电网络放置在阵列中心并与之连接形成右旋圆极化(RHCP)为较低的波段。同时，在子数组之外放置一个平行的feed结构并与之连接形成左旋极化(LHCP)。

提出的2 × 2子阵列具有所有期望的特性:单层、双端口、双频、双环极化和低频率比。该子阵列采用两组独立的并行馈电网络作为单元单元，形成一个8 × 8的阵列。通过精心安排，可以避免两组馈电网络中的馈线交叉。利用1 - 4功率分压器和半刚性同轴电缆，进一步发展了16 × 16阵列。本设计在不同开发阶段的性能如下所示。

3.双频Dual-LP元素

如图所示1在Rogers RT/duroid 5880的单层衬底上设计了一个相对介电常数为2.2，厚度为0.787 mm的双频双lp矩形贴片。边的尺寸和11.65 mm和11.04 mm是否对应频率= 8.2 GHz= 8.6 GHz。两种正交主导模式TM₀₁和TM₁₀由位于一对正交边缘中心的两条微带线激发。在每条馈线中，引入一个由阻抗为160和100欧姆的两个四分之一波长段组成的双段变压器，使贴片与150欧姆的馈线相匹配。阻抗变压器的线宽 ， ， ，和分别为0.2 mm、0.8 mm、0.2 mm和0.6 mm。模拟元素的参数如图所示3.．我们可以看到，它在两个中心频率上分别匹配得很好。相应的15db回波损耗带宽分别为0.97% (8.16-8.24 GHz)和1.05% (8.56-8.65 GHz)。两个端口的隔离优于30db。

在本设计中，频率比近似等于两条正交边之间的比值和的补丁。由于窄带特性和良好的极化纯度，两个工作频率可以实现非常低的频率比和良好的隔离。

4.双频Dual-CP子数组

4．1.子阵列结构

如图所示2，利用SR双频正交lp块构造2 × 2子阵。所有元件都与微带线匹配特性阻抗Z₀．拓扑结构如图所示2适用于需要双频、双端口和双圆极化的场合。

串行馈电网络放置在阵列中心并与之连接形成低频段的RHCP。它是由Ref. [18］．弯曲段Z₂和Z_3.执行转换而不是四分之一波长阻抗变压器。只有四分之一波长阻抗变压器Z₁用于匹配子阵列的阻抗Z₀．因此，网络可以更紧凑，以容纳在一个小的单元间距阵列。为了满足进给相位要求，通过沿弧线拉伸角的长度来实现90°相移。

公司网络被放置在子数组之外并与之连接形成LHCP。它是3个3db的t结功率分压器的组合，其中1 / 4波长阻抗变压器Z₄使用。过渡和阻抗变压器的阻抗值如表所示2，以确保每个元素所需的功率相等。通过增加两个90°和一个180°微带段来实现90°相移。

4．2．元素间距选择

对于传统微带贴片阵列，当单元间距在0.8-0.9范围内时，方向性最大 ，在哪里表示自由空间的波长[19］．而对于具有LP元素的SR CP阵列，由于间距减小，增益带宽变宽[20.］．因此,元素间距所提议的数组应尽可能小。为了适应补丁和馈电网络，选为22毫米，约0.6和0.63 ，在哪里和自由空间的波长是= 8.2 GHz= 8.6 GHz。

4．3．仿真结果

模拟子数组参数如图所示4．可以看出，在两个频段上都能得到理想的匹配。15db RL带宽在低频段和高频段分别为3.92% (8.00-8.32 GHz)和3.15% (8.43-8.7 GHz)。显然带宽被拓宽了。在8.2 GHz和8.6 GHz时，两个端口之间的隔离分别为20 dB和16 dB。我们可以看到，隔离性能明显下降。这是带宽扩大和馈线与贴片耦合的结果。然而，在一个独立的馈电网络中插入一个带通滤波器可以很容易地增加高达20 dB的隔离。

模拟ARs与频率的关系如图所示5．3 dB AR带宽在低频段和高频段分别为3.23% (8.075 ~ 8.34 GHz)和1.28% (8.57 ~ 8.68 GHz)。

增益模式如图所示6．分别在8.2 GHz和8.6 GHz获得最大增益10.5 dBic和11.29 dBic。结果表明，在两个主平面上，偏振谱图非常对称，交叉极化水平在−20 dB以下。然而，高交叉极化叶出现在飞机= 45°。当序列阵列放置在更大的阵列环境中时，高对角瓣可以显著减少，这将在Section中显示5．

对于SR阵列，增益带宽取决于元件的极化特性。研究了具有不同极化单元的四元子阵的阵列因子(AF)。21］．结果表明，对于LP元素的SR阵列，其AF一般与频率无关，但其AF最大值比CP元素阵列低3 dB。因此，本文提出的双频阵列的增益比传统四元微带阵列低约3 dB，增益带宽主要由阻抗和AR带宽的最小值决定。

5.8 × 8双频双cp阵列

5．1.8-by-8数组结构

将2 × 2子阵作为双端口单元，设计并制作了单层基板上的8 × 8子阵。如图所示7，背面设置4mm厚的硬塑料板。两组独立的并行馈电网络用于馈电16个子阵列。由此可见，所设计的布置方案可以避免两组馈电网络中馈线的交叉。

为了适应网络和减少馈线之间的耦合，间距被选择为= 22毫米,= 28毫米,= 26毫米，和= 32毫米。应仔细调整馈电网络以获得适当的振幅和相位。阵列尺寸为220 mm × 220 mm。

5.2。模拟和测量结果

在两个中心频率处优化参数和ARs，最优值如表所示3.．良好的阻抗匹配，适度的隔离，和所需的CP辐射是同时实现的。测量参数和所需性能如图所示8．15db RL带宽在低频段和高频段分别为5.3% (7.91 ~ 8.34 GHz)和7% (8.23 ~ 8.83 GHz)。在8.2 GHz和8.6 GHz时，两个端口之间的隔离分别为22.4 dB和18.5 dB。我们发现阻抗带宽进一步扩大，这可以归因于阵列损耗和耦合的增加。然而，即使两个波段在一定程度上重叠，隔离也不会进一步恶化。这可以用图中所示的实测ARs来解释9．3 dB AR带宽在低频段和高频段分别为3.23% (8.02-8.22 GHz)和1.39% (8.54-8.66 GHz)，与子阵列的带宽相近。在8.1 GHz和8.6 GHz时，最小极化率分别为0.45 dB和0.4 dB。这是理想的CP性能，以确保良好的隔离。研究还发现，由于仿真和制造过程中的误差，最小AR的频率偏差非常小。在8.2 GHz时，2.48 dB的AR是可以接受的。

对8.1 GHz和8.6 GHz的模式进行了模拟和测量。的规范化模式= 0°平面如图所示10．实测结果与模拟结果保持良好的一致性。图样非常对称，在主波束中具有非常低的交叉偏振水平。在8.1 GHz和8.6 GHz分别获得了9.1°和8.8°的半功率波束宽度和−11 dB和−10 dB的旁瓣。的规范化模式= 45°平面在8.1 GHz也给出在图中11．可以看出，交叉极化降低到−11.3 dB，并且远离主光束。这是因为子阵列的间距小，而大阵列的平均效果。

在8.2 GHz和8.6 GHz分别获得了20.1 dBic和20.5 dBic的测量增益。而模拟增益为21.3 dBic和21.9 dBic。这些偏差主要是由制造公差和介电损耗和导电损耗引起的。

5.3。阵列配置讨论

在上面的讨论中，使用了两组独立的并行馈电网络将子阵列扩展到8 × 8阵列。SR馈电网络可再次采用，进一步扩大15db RL和3db AR带宽[18］．然而，在这种情况下，增益带宽将会减少。此外，双频共享孔径天线阵列阵列布置的复杂性也将大大增加。

6.16 × 16双频双cp阵列

为了获得更高的增益，设计了一个16 × 16的阵列。由于损耗的快速增加，微带线并不是扩展馈电网络的理想选择。采用1 - 4功率分压器(PD)和半刚性同轴电缆搭建16 × 16阵列，如图所示12和13,分别。局部放电由四个对称的四分之一波长阻抗变压器组成，以实现完全阻抗匹配。分别为上、下频段设计了两个独立的pd。在输入端口测量的回波损耗优于20 dB的工作频带。输入输出端口插入损耗小于6.5 dB。四种方法的幅值和相位偏差分别小于0.15 dB和2°。半刚性同轴电缆具有0.1 dB左右的低插入损耗和小于2°的小相位偏差。因此，可以实现所需的振幅和相位平衡。包括PD、同轴电缆和SMA连接器在内的总插入损耗约为1db。

制作的16 × 16阵列如图所示14．从图中可以看出(14日)该数组由4个带有间隔值的8 × 8数组组成和32毫米，约0.87和0.92 ．该阵列的尺寸为424 × 424毫米²固定在4毫米厚的硬塑料板上。数字14 (b)显示由1 - 4功率分配器连接的8 × 8子阵列端口与半刚性同轴电缆之间的连接。

测量参数如图所示15．15db RL下频段和上频段的阻抗带宽分别为4.81% (7.91 ~ 8.30 GHz)和6.75% (8.30 ~ 8.88 GHz)。在8.2 GHz和8.6 GHz时，两个端口的隔离度分别为18.6 dB和19.4 dB。测量的ARs如图所示16．3 dB AR带宽在低频段和高频段分别为2.84% (7.99 ~ 8.22 GHz)和1.57% (8.52 ~ 8.66 GHz)，与子阵列和8 × 8阵列相近。在8.1 GHz和8.6 GHz时，最小极化率分别为0.4 dB和0.6 dB。下频段最小AR频率的小偏差与8 × 8阵列的偏差一致。在8.2 GHz时，2.8 dB的AR是可以接受的。

模式测量在8.1 GHz和8.6 GHz。的规范化模式= 0°平面如图所示17．图样非常对称，在主波束中具有非常低的交叉偏振水平。在8.1 GHz和8.6 GHz分别获得了4.4°和4.1°的半功率波束宽度和−11.7 dB和−11 dB的旁瓣。的规范化模式= 45°平面在8.1 GHz也给出在图中18．可以看出，交叉极化能级降低到−15.9 dB，且远离主波束。这表明，更大的阵列可以获得更好的交叉极化性能。

在8.2 GHz和8.6 GHz分别获得了25.1 dBic和25.6 dBic的实测增益，这与8 × 8阵列和连接网络的实测结果一致。

7.结论

本文提出了一种单层、双端口、双频、双cp微带天线阵。采用双频正交lp矩形贴片作为单元，实现了频率分别为8.2 GHz和8.6 GHz，频率比为1.05。利用两组独立的SR馈电网络将双频、双lp元素组合成一个2 × 2双频、双cp子阵。以该子阵列为单元单元，在单层衬底上成功地设计了8 × 8阵列。此外，在1 - 4功率分压器和半刚性同轴电缆的帮助下，还开发了一个16 × 16阵列，以实现更高的增益。对8 × 8和16 × 16阵列的测量结果表明，获得了良好的CP性能、阻抗和AR带宽。16 × 16阵列的测量增益超过25 dBic。通过在独立馈电网络中插入带通滤波器，两个端口之间的隔离可以方便地提高到20 dB。

该阵列具有单层双端口结构和双频双极化性能。因此，它将是一个很好的候选卫星通信系统，特别是双频应用的频率比非常低。

的利益冲突

作者声明他们没有利益冲突。

致谢

作者感谢国家自然科学基金资助的“车载卫星通信和弹载探测系统中锥形波束天线方向图综合”(项目代码61771242)的研究。

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