文摘

的基本原理和典型结构,详细介绍了带隙基准电压源。带隙基准电压的性能指标进行了分析。核心电路的带隙基准电压源具有良好的温度特性和高电源抑制比(PSRR)设计,一个两级差动运算放大器,使用一个缓冲阶段,没有电容器的启动电路是用来减少启动时间,和一个共同的β乘法自给偏压电路用于减弱供电电压的影响。最后显示HSPICE仿真结果,参考电压温度系数约为7 ppm /°C -20到80°C的范围内温度和平均PSRR可以达到超过−56 dB范围内1 Hz频率10 kHz。

1。介绍

压控振荡器或调整VCO电路元件,其振荡频率响应的输入电压。最简单和最常见的控制输入是一个直流潜力来自特殊的音乐键盘行为就像一个复杂的切换电位计,与每个键关闭开关连续电阻元件。这样一个电路的设计并不是完全简单的因为振荡器必须摇摆在整个音响范围、频率范围的11个八度。

众所周知,一个芯片的压控振荡器是一个电子产品不可或缺的一部分。由于便携式小型便携式电子产品的迅速发展,手机和笔记本电脑等更高要求的布局区域和输出频率的稳定性提出了压控振荡器的芯片,基准电压源的扮演重要的角色。它提供了一个准确、稳定的偏置电流和电压参考其他功能块芯片(1,2]。温度独立和基准电压源的电压稳定是很重要的指标,影响芯片的稳定性和性能指标直接振荡器输出频率的3,4]。因此,它具有十分重要的现实意义设计基准电压源具有低温度漂移和高PSRR。压控振荡器或调整VCO电路元件,其振荡频率响应的输入电压。最简单和最常见的控制输入是一个直流潜力来自特殊的音乐键盘行为就像一个复杂的切换电位计,与每个键关闭开关连续电阻元件。这样一个电路的设计并不是完全简单的因为振荡器必须摇摆在整个音响范围。

大量的研究隙电压参考国内外已经开展。研究内容主要集中在以下两种方法:第一种是减少温度漂移(5,6]。通常,一阶补偿基准电压源的温度漂移是20 ppm /°C。因此,必须执行高阶曲率补偿以减小温度漂移。最常用的方法是二阶曲率补偿,即。,increasing the proportional to absolute temperature (PTAT) term, including the second-order curve compensation technology, exponential curve compensation technology, and VBE linearized technology [7,8),这些都是基于电阻率的温度系数补偿方法。缺点是有许多困难在具体电路的实现,当电路的参考输出在一定的温度下是一定值,运算放大器的温度漂移将有重要影响基准电压源的温度系数(9,10]。

第二个是改善PSRR [11,12]。电压控制振荡器的操作期间,大量的高频噪音是由开关管的开关和打破。这将产生负面影响的电压参考源,所以它需要改善PSRR宽频率范围(13,14]。有两种主要的方法来改善PSRR asfollows:第一个是让核心电路的带隙基准电压源被孤立的电源电压源通过使用常见电网设备;第二个是让闭环反馈电源电压源之间的建立,和参考电压源,电源波动对基准电路可以提高电源抑制比的反馈循环(13]。上述两种方法既能提高PSRR在低频段,但当工作频率增加,PSRR将大大减少15,16]。

在设计一个完整的微分结构用于提高PSRR (50 dB以上)。大型管用于设计减少比例放大器的补偿电压参考源。自给偏压电流源电路用于获得最佳电路和设备的结构和参数。

2。带隙基准电压源的基本原理

典型的带隙基准电压源电路如图1。当温度漂移−2.2 mV /°C在室温下,两个三极管问1,问2发射器产生一个电压V_是同时,产生热电压V_T(V_T= kT / q),这是一个PTAT术语。与此同时,在室温下温度漂移也+ 0.085 mV /°C (17]。

它可以从运算放大器的“虚拟”如下:

如果运算放大器的开环增益足够大,可以获得如下:

一个适当的选择的价值R₂,R_3,和n可以使公式的值(3)是0。这时,它可以假定输出电压温度无关。

3所示。功能电路的设计

3.1。核心电路

带隙基准电压源的核心电路如图2。V_裁判实现由产生的电压降的总和两个电流在电阻吗R₄:一个电流和电压成正比V_是的晶体管,另成正比V_T。两个电流镜像到输出电流通过MOS管M3,然后输出电压作为参考是由输出负载阻抗R₄(在确保MOS晶体管)的正常运行,要求输出电压值可以改变很容易。

如果这三个PMOS管M1、M2、M3有相同的宽度比长度,然后可以得出以下结论:

由于放大器的作用,它将获得如下:

如果R1 =R2、电流问1,问2是相等的,所以得到了以下结论:

根据公式(7)的电阻值R₂和R₄可以调整,以获得不同的值的参考电压通过电阻分压的方法根据不同的需求。

整个能带核心电路温度扫描。结果如图所示3。

从图中可以看出,输出电压的最大值为1.2393 V,最小值是1.2379 V。参考输出电压变化的绝对值不得超过1.4 mV的温度范围−40到125°C。相对温度漂移是维持在一个相对广泛的温度。值约为8.4 ppm /°C。

在2.5 V至5.5 V的范围,核心电路的电压特性,仿真结果如图所示4。

从图4,可以看出,从2.9 V,参考电压稳定在1.22 V(当电源电压增加时,输出电压参考源的增加同时,因为设备是温度敏感。没有额外的电路,输出电压电源电压有一定的依赖,这是接近1.22 V的设计规范,也满足实际电源的电压范围。

3.2。启动电路

当电源驱动,如果没有启动电路、运算放大器的输入终端将在低电位,和核心电路将在无电流状态。与此同时,晶体管不能打开;整个电路将进入一个未知的状态。因此,有必要启动电路添加完成整个电路的开始。

在实际的设计中,考虑功能的完整性整个芯片的电路在不同模式,启动和偏置电路设计如图5:

启动电路由NMOS管I13, I27 I16 I17和PMOS管。操作过程中,当电路不正常,一个点的电压可能会高,和B点的电压很低,这样电流偏置电路是零,和电路不能正常工作。这时,B通道可能是增加了电源的路径通过I13 NMOS管,所以NMOS管I29 I30打开,点可能被推倒,偏压电路正常工作。然后,NMOS管的泄漏电流I29调整成比例地电阻16,提供一个合适的和稳定的后续电路的偏置电流。正常运行后,电压偏置电路的A和B是非常稳定的。不影响启动电路。NMOS管I13切断,之间的连接电路和偏置电路坏了,开始和起动过程就完成了。

3.3。偏置电路

偏置电路用于提供一个稳定的偏置电流源电路的运算放大器参考。为了使生成的偏置电流供电电压不敏感,一些不高的电压与电源电压可以用来生成偏置电流。这些电压与电源电压的晶体管中经常使用,如稳压二极管的反向击穿电压。同时,这些电压可以进一步降低易感性电流源的电源电压。自给偏压结构进一步改善了电流源基于之和。的β乘法自给偏压电路设计根据需求如图5。

为了方便调整,NMOS管的width-to-length比率I14和I15相同,长度和宽度的比率PMOS管I24和I26也做了相同的匹配,以确保双方的均衡电路和阈值电压。带NMOS管I29通道宽度I30 NMOS管的四倍(K= 4)。因此,它将获得如下:

如果当前我用于表示NMOS管I29 I30而忽略身体的效果影响I30管,那么它将得到如下:

从上面的公式(8)−(12),我可以计算如下:

当前的我是运算放大器的偏置电流提供了参考电压源。

3.4。运算放大器电路

运算放大器的开环增益需要增加,这样可以减少输入补偿电压和PSRR可以增加。因此,一个两级运算放大器设计用于解决这个问题。第一阶段使用一个常用dual-end输入和单头输出微分结构提供高增益。第二阶段使用同源性疾病MOSFET放大器电路简化,并提供一个大的摇摆。仿真指标运算放大器的增益裕度,相位容限,PSRR。

详细设计的运算放大器如图6。

管M1和M2是相同大小的形成对源端耦合。管M5和M6构成电流镜提供偏置电流的耦合。

CMOS差分放大器的结构和电流源负载如图一起使用6。当管的盖茨M1和M2停飞,电流流经M1-M4管我_党卫军/ 2。管的排水结束电压M4的栅电压等于管M3, M4和排泄管M3的终端电压。因此,泄漏管M1和M2之间的电压差为零。相同的结果的泄漏M4管和管的栅电压M3是用来抵消下一阶段在一个特定的当前水平。常见的级联技术转移到第二层次的两级运算放大器可以补偿电路简单和删除水平位移。

频率补偿电容,Cc和并联电阻R形成主杆减少放大器的带宽保证两级放大器的稳定性。

确保运算放大器的稳定性、相移时应小于180°减少到0分贝增益,和一般利润率应该大于60°,即相移应小于120°。这通常意味着一个小阻尼振荡的步骤的影响反馈系统可以提供快速稳定。为一个更大的阶段,系统更稳定,但时间响应慢了下来。因此,一个阶段的60°通常被认为是最合适的值。

为了确保运算放大器的稳定性,应该确保相移达到180°时,增益小于0 dB,和一般,有一个10 dB。换句话说,相移达到180°时,增益小于-10分贝。

阶段保证金和增益裕度的仿真结果如图7和8。

从图可以看出7设计阶段的运算放大器是53°(大于45°),从而使操作稳定。

图中可以看到8当相移达到180°,增益为-5.9 dB,满足设计要求。

开环增益的仿真结果如图9。从图可以看出,在典型的情况下,在操作的范围0 Hz频率10 kHz,运算放大器的开环增益高于50分贝,这保证了运算放大器的稳定运行,满足了设计指标。

4所示。模拟一个完整的带隙基准电压源电路

整个电路的带隙基准电压源由核心电路、启动电路、偏置电路、两级运算放大器如图10。

在−20°C到80°C的温度,整个电路温度扫描。温度特性曲线如图11。

我们可以看到在图11,最大的参考输出电压为1.1825 V,和最低是1.18185 V。参考输出电压变化的绝对值不超过0.85 mV。电路保持高温稳定在一个相对广泛的温度变化。相对温度漂移是大约7 ppm /°C。

当电路电压进行了分析,输出电压变化的曲线与电源电压如图12可以看到,电源电压的稳定性。voltage-canning范围从2 V到5 V,和操作温度设置为25°C的典型值。

在图中我们可以很清楚地看到12,从2.7 V,输出电压稳定在1.18 V,这几乎是常数和接近1.2 V的设计规范(在设计参考输出电压1.2 V时,假定的运算放大器是一种理想的放大器增益是无限的)。然而,运算放大器的增益不能无限的实际应用。参考输出电压小于理想值考虑增益)的影响。电路保持高电压稳定的电源电压变化范围宽,也满足实际的电源电压范围。

PSRR的仿真结果如图13。电路的能力,抑制电源噪声曲线中可以看到。这表明PSRR的值可以小于−50 dB在典型条件下0 Hz-10 kHz的频率范围内可以达到−55分贝在低频率,满足设计指标。

5。布局设计

带隙基准电压的布局是整个设计中最重要的,因为它有至关重要的影响对整个芯片的性能。整个电路的布局图所示14。

在图14米勒补偿电容的使用3 pF。门的输出布局的一部分,连接到一个更大的MOS电容器来稳定输出,电容器是放在边缘的BG模块。振荡器模块放置在BG模块。同时,能带隙参考模块电源层和地面层包围,和输出驱动模块放置在BG的远端模块。

两种不同尺寸的两个NPN管(6:1)隙基准的实现之间的差异两个发射器和基准电压,所以两管的匹配是非常重要的。在设计,大管分解成两个管子,包围在中间的小管,如图15,所以NPN管时可以不受外界干扰影响源电子收集和排放。

6。结论和讨论

基准电压源的设计本文主要包括四个部分:一个核心电路、启动电路、偏置电路,运算放大器。在核心电路结构的选择,考虑到精度高的优点,噪音低、低温漂、和一般程序,考虑带隙基准电压源。因此,最后的选择是基于布罗考隙参考电路。然后开始capacitor-free电路设计,以减少启动时间。在偏置电路的选择,一个共同的自给偏压电路,这是独立于电源电压和乘以β采用,确保恒定的偏置电流。在一个运算放大器的设计,选择PNP型双极型晶体管提供的两个微分放大器输入和MOSPET晶体管为了增加收益,降低噪音。同时,添加到缓冲水平降低输出阻抗,并增加输出信号的振幅。

最后,已经被HSPICE模拟电路的温度漂移是8.4 ppm /°C的−40到125°C的温度,和PSRR的值可以达到−56 dB在1赫兹频率10 kHz。设计不仅满足的需求,也有结构简单、高稳定的优势相比,相同类型的基准电压源电路,特别是在温度漂移性能良好,电源电压调整,等等。具有良好的实用价值。

数据可用性

使用的数据集和分析在当前研究可从相应的作者以合理的要求。

的利益冲突

作者宣称没有利益冲突。

确认

这项研究是由湖南省自然科学基金(2020 jj7052)。