基于模型的一个新趋势在OFDM系统解决峰值功率问题

文摘

高的峰值平均功率比(PAR)水平的正交频分复用(OFDM)信号在过去十年中吸引了许多研究者的关注。现有方法攻击这个问题非常丰富,但没有系统的框架或比较它们之间存在。他们有时甚至不同定义本身的问题,从而在遵循的基本方法。在本文中,我们提出一个新的趋势在降低OFDM系统的峰值功率问题建模剪裁和放大器非线性的影响OFDM系统。我们显示失真由于这些影响是高度相关的动态范围本身而不是剪切水平或非线性放大器的饱和水平,因此我们提出两个标准来降低OFDM的动态范围,即使用MSK调制和阿达玛变换的使用。使用Matlab计算机模拟的OFDM系统完全匹配与推导出模型的OFDM信号质量指标如误码率,ACPR和维生素。甚至还仿真结果表明,减少使用两个提议的标准不是significat PAR,和减少失真由于HPA truley是令人愉快的。

1。介绍

在OFDM系统中,不同的信号有不同的相位和频率的组合为一个大动态范围的特点是使用较高的票面价值,导致严重的剪切效应和非线性失真,如果复合时间信号功率放大器放大,非线性传递函数。这降低OFDM系统的性能。退化的措施是很有帮助在评估给定系统的性能,设计一组信号,避免退化。高水平集的线性PA严格要求。为了限制相邻信道泄漏,巴勒斯坦权力机构是最理想的线性区域操作。线性PA导致低功耗要求效率高,因此高功率消耗。不是分为类根据所使用的偏置。(A)类放大器被定义为一个放大器,是有偏见的,电流从电池等于最大输出电流。(A)类放大器是最线性放大器的类型,但放大器有限的最大效率为50%。在现实中,由于输入信号的振幅是大部分时间远远低于其最大价值,效率远低于理论最大,也就是说,只有几个百分点。 This poor efficiency causes high-power consumption, which leads to warming in physical devices. This is a problem especially in a base station where the transmitted power is usually high. To achieve a better efficiency, the amplifier can be biased so that current flows only half the time on either the positive or negative half cycle of the input signal. An amplifier biased like this is called a class (B) amplifier. The cost of the increased efficiency is worse linearity than in a class (A) amplifier. High demands on linearity make class (B) unsuitable for a system with high PAR. On the other hand, the large scale of the input signal makes it difficult to bias an amplifier operating in class (A). In practice, the amplifier is a compromise between classes (A) and (B), and is called a class (AB) amplifier [1]。

几个选项出现在文学与OFDM系统和非线性。PAR降低使用剪切或编码阶段优化技术或其中任意两个组合(2),是战斗中使用非线性发射机的工具。也是一个好的工作已经完成建模OFDM系统的性能与功率放大器(1),但认为OFDM信号的高斯分布也不是很准确的描述复合时间OFDM信号。在这篇文章中,功率放大器的影响在OFDM系统中非线性建模。我们显示失真由于这些影响是高度相关的动态范围本身而不是剪切水平或非线性放大器的饱和水平,因此我们提出两个标准来降低OFDM的动态范围,即使用N-MSK调制和阿达玛变换的使用。使用Matlab计算机模拟的OFDM系统完全匹配与推导出模型的OFDM信号质量指标如误码率,ACPR和维生素。仿真结果表明,甚至减少票面使用提出的两个条件并不重要,减少失真由于HPA是显著的。部分2描述了OFDM信号的统计特性,而部分3介绍了功率放大器的模型。的推导剪裁噪音和失真提出了部分4,讨论了OFDM信号质量指标部分5。仿真结果中包括部分5。最后,得出结论。

2。OFDM信号统计特性

众所周知,根据中心极限理论,OFDM信号的实部和虚部完全同意正态分布,因此其绝对同意的瑞利分布的概率密度函数表示 在哪里是一个参数,意味着什么和方差。

图1明确表明,测量幅度直方图的同相的组件/ 256副载波OFDM信号的正交分量。

而图2显示了OFDM信号的绝对的直方图。

很明显,分布在图1服从高斯分布,而在图2服从瑞利分布。

3所示。功率放大器模型

功率放大器模型的一个简短的描述将在本节中。考虑一个输入信号在极坐标(1] 功率放大器的输出可以写成 在哪里代表了AM / AM转换和AM / PM转换功率放大器的特性。

几个模型为非线性功率放大器,开发最常用的如下。

3.1。限幅器传输特性

限幅放大器(剪切)表示为(3] 在哪里是剪裁级别。这个模型没有考虑AM / PM转换。

3.2。固态功率放大器(SSPA)

固态功率放大器的转换特征建模的拉普SSPA的特点(3]: 在哪里和是复杂的&,是输出饱和(),“膝盖因素”控制的平滑过渡的线性区域特性曲线的饱和区域(一个典型的价值1)。

图3显示了AM / AM转换模型描述的两个。从图很明显;随着膝盖的价值因素增加SSPA模型方法限制器模型。

这些方法的一个问题是非线性设备的特殊模型需要昂贵和耗时的实验测量来确定模型参数。相反,非线性的简单措施直接关系到一个低阶多项式模型,如第三和5次相交点,通常用于一个系统设计师在早期阶段的规范定义或链接预算分析。三阶非线性模型可以描述由泰勒级数(4] 在哪里是输入,是输出信号,泰勒级数的系数。

射频电路的非线性往往表达的三阶截点()。它可以显示和三阶非线性模型相关参数4] 在这项研究中,我们只考虑非线性的三阶模型,自三阶非线性通常是主导在真实的系统。

在本文中,我们模拟了拉普的SSPA模型,然后推导出三阶非线性模型制定之间的关系拉普的SSPA模型和在dB广泛用于表达非线性和我们有 在哪里

4所示。非线性失真分析

在这里,我们将分析非线性放大器的OFDM信号的影响,第一:我们将考虑国民所表达的限制 因此失真由于国民作为限幅器可以表示为一个额外的高斯噪声方差,在那里 这将导致 最后 如果我们考虑到固态功率放大器模型由拉普 ,让和,国民失真可以表示为 在哪里指数积分,被定义为。绘制如图4。 最后 当策划的推导出畸变模型(13),(17)与分布参数()和饱和度(dB),我们注意到,如图5由于SSPA非线性失真是比这更大的限制效果,也很明显,失真是海利的任何变化灵敏参数(曲线显示的斜坡。

另一方面,当策划畸变模型和饱和度参数()如图6,结果表明,变形衰减随着饱和度的价值增加。

当策划畸变模型和饱和度参数(),图7显示了一个伟大的扭曲,尽管增加的恒定值()。

最后当策划畸变模型和()如图8表明,减少扭曲的价值()增加。

从数据5,6,7,8,很明显,失真由于这些影响高度相关()分布参数,控制动态范围本身,而不是剪切水平或非线性放大器的饱和水平。

5。OFDM信号质量量度

5.1。误差矢量幅度

OFDM信号的调制精度是衡量误差向量幅度。维生素是理论之间的差异的测量波和实测波形的修改版本。测量波形被修改,首先它通过指定接收器测量过滤器。

通过选择频率波形进一步修改,绝对的阶段,绝对振幅,时钟时间最小化误差向量。维生素与结果被定义为根的比例平均误差向量权力意味着参考信号功率表示为一个百分比。在数学上,误差向量可以写成 在哪里修改后的被测信号和吗理想的传输信号。维生素可以被定义为

5.2。相邻信道泄漏功率比(ACPR)

另一个品质因数,针对评估的乐队HPA的行为,是ACPR;它应该低于指定的值。ACPR是传输功率的比值后的力量在相邻信道接收机滤波器。

为了评估ACPR HPA模型复制的能力,我们将使用 在哪里HPA的PSD输出的吗是真正的输出。

ACPR可以定义为 在哪里和主要通道的频率限制,和上相邻信道的极限,和低的频率限制相邻信道如图9。

6。仿真结果

OFDM系统是使用512运营商实现循环前缀长度等于4。每个载波调制使用16-QAM星座。摘要包括噪声。系统模拟与理论结果考虑到功率放大器失真模型推导出以上(13),(17)如图10。

从这个图中,可以看到它是在前面的分析预测。非线性功率放大器的影响说明,限幅放大器是包含在模拟水平剪切的12 dB。的有害影响非线性也可以清楚地似乎在这个图。最后的图中显示数量是完全匹配的计算机模拟模型推导出限制和非线性效应。

表1显示了ACPR值限制和非线性效应不同的限制值相对于的最大绝对值OFDM复合时间信号。

很明显,作为限制值减少,ACPR也在不断增加。它也可以指出,非线性的影响ACPR价值相比是可以忽略不计的限制剪辑水平不同;这是由于一个事实,即谱泄漏导致ACPR增加主要是由于剪裁,可以视为窗口矩形窗的频谱。表1也显示维生素与价值的限制与不同的限制值和非线性的影响,很明显,作为限制值减少,维生素也在不断增加。挣值管理,都是一种衡量总失真,它是高度非线性的影响而不是限制的效果。

6.1。OFDM使用不同的调节器

我们模拟了一个OFDM系统图所示11256运营商和过采样因子2,不同的调制技术,即-QAM (8和16)和MSK的。

表2显示标准,标准偏差,OFDM信号的动态范围与上述调制技术。在协议上面的结果。很明显,尽管PAR降低由于使用MSK的QPSK略小,而是真正的获得是减少3 dB的动态范围,使我们能够使用低功率放大器线性和高效。

此外,表中出现新的指标的标准差从表中,很明显,MSK的最低而对于-QAM,增加也增加,因为我们可以处理OFDM信号的窄带高斯噪声的均值为零,方差,那么68%的振幅值范围和99.994%的振幅值范围,这可能是一个很好的指标剪切效率。

当应用SSPA放大器使用在OFDM信号,我们已经注意到在QPSK MSK的优势,如图12(一个)。同时,我们应用OFDM信号的放大器使用-QAM与8和16。使用,我们注意到增加,变形由于国民增加,如图的误码率12(b)。

关于我们之前的结果,它可以注意到的MSK调制给我们最低的标准用于OFDM时,除了它的主要优点是它忽略了任何fading-introduced振幅波动出现在接收到的信号,从而促进能效的利用率(C)类放大器(5]。

6.2。沃尔什阿达玛变换

Walsh-Hadamard变换(说)也许是最著名的非正弦的正交变换。Walsh-Hadamard变换的信号的大小的乘积,(6), 是2点DFT矩阵,表示张量或克罗内克积。两个矩阵的张量积是通过替换每个条目的第一个矩阵乘以第二个矩阵的元素。因此,例如, 说已经获得了在数字信号处理应用程序,因为它可以计算使用添加或者删除工作。因此,其硬件实现简单。

6.3。快速Walsh-Hadamard变换(FWHT)

由于FFT算法计算DFT有效,同样FWHT是一个算法来有效地计算出什么。FWHT可以表示为(6] 在哪里。

FWHT可以导出使用矩阵分解或矩阵分区技术。信号流图4点FWHT如图13。

在数字系统中,1/4乘数可以简单地实现在两个算术转变。增加和减少的数量需要计算四个什么系数。

6.4。使用FWHT OFDM系统

我们已经检查了FWHT与OFDM与不同长度的使用。

峰值以来的想法:即时的OFDM符号结果一致的副载波,可以减少修改这个峰值副载波初始阶段,以避免这种情况。这可以通过连续的相移,我们试图在总结大量的正交正弦波形与连续相移与不同相移一步每次我们尝试和我们有最优情况相移一步=π相当于修改OFDM符号表示如下: 上述方程可以近似实现如图14在拟议的OFDM系统的框图。

模拟,16 QAM调制方案选择与512副载波OFDM和过采样2倍,也就是说,传输线长度= 1024。

图15描述了OFDM的星座图映射信号没有FWHT,很明显,FWHT可以看作是一个活跃的星座扩展(ACE)方法,一个最新的标准降低,改变或引入新的信号星座对抗大信号的峰值(7),但这里我们关心的是对OFDM信号的动态范围的影响。仿真表明,当使用OFDM如图14与PAR 16-QAM没有FWHT发现10.8分贝,而当使用FWHT(2和4分),PAR等于10.5和10.15 dB,分别提供动态范围是减少3和6 dB在相同的情况下,分别。

误码性能作为一个函数的信噪比(信噪比)在OFDM系统中有无FWHT在国民面前描绘在图16。

它可以注意到使用FWHT(4分)极大地避免了失真由于国民比16 QAM的情况下,尽管微不足道的降低标准。很明显,真正的原因在这个良好的性能是降低动态范围约为6 dB,与上述结果在一个完整的协议。

7所示。结论

在这篇文章中,功率放大器的非线性的影响OFDM系统进行了分析和模拟。我们可以得出结论,(我)由于高功率放大器失真,限制或非线性影响,分布参数(高度相关)控制动态范围本身而不是剪切水平或放大器的饱和水平;(2)也注意到非线性的影响ACPR价值相比可以忽略不计的限制剪辑水平不同;这是由于一个事实,即谱泄漏导致ACPR增加主要是由于剪裁,可以视为窗口矩形窗的频谱;(3)维生素是一种衡量总失真,它是高度非线性的影响而不是限制的效果。挣值管理和一般限制价值减少,都增加;(iv)虽然PAR降低由于使用MSK的QPSK略小,而是真正的获得是减少3 dB的动态范围,使我们能够使用一个低线性和高效率功率放大器类(B)和(C);(v)Walsh-Hadamard变换用于OFDM系统作为智能比例因子降低OFDM信号的动态范围的风险放大噪声时恢复原来的信号水平。这种技术提供了一个很好的解决方案在OFDM系统和峰值功率的问题没有任何损失的频谱效率和没有任何信息被传播,可以应用和低计算复杂度;(vi)什么与OFDM系统的使用使高效(C)类放大器的使用而不影响系统性能。

引用

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