文摘
直流-直流(直流控制直流电)转换器是核心控制电路在电力电子技术领域。基于理论的传感器和MEMS(微机电系统),本文构造了一个电源转换器设备集成和包装模型,提出了一种增强电流均衡技术与偏移校正函数适用于两相直流-直流转换器。针对产生机制的两相电源转换器的输出纹波,该模型采用脉动消除技术基于交叉同步时钟和自校准交错时间发生器,因此转换器的每个阶段准确地交错在全负荷范围内,和输出纹波振幅的问题解决。在仿真过程中,高性能两相电源转换器芯片设计和实现,其中包括一个基于脉动反馈自适应及时控制逻辑,一个self-calibrating无电流断开电路,和一个健壮的电源开关晶体管驱动逻辑。实验结果表明,芯片的满载电流达到6,最高效率是91%,相间电流误差< 0.6%,输出纹波是< 9 mV。在90.265 V交流输入,清廉W负载范围内,输出电压误差小于0.96%,当负载之间进行切换的空载和满载,和系统响应速度小于200 ps,有效地提高了整体性能的直流-直流转换器。
1。介绍
电力电子技术广泛应用于各种类型的电源转换器,和的核心控制电路的电源转换器。随着半导体技术的不断发展,电力电子控制电路已经从最初的当前集成电路分立元件,构成一种重要的半导体芯片(1]。电源管理芯片的分类包括许多细分领域。研究人员花了中央处理单元的供电的便携式设备作为切入点,分析了多相DC具有不同的输入/输出电压范围。直流转换器芯片的几个关键技术进行了研究[2]。身体有一个二极管接通和断开过程,应用双向直流-直流转换器将引入新的损失(3- - - - - -5,控制和传动的优化设计这种类型的转换器未能获得一个更好的解决方案6];RC-IGBT因此,研究最优驱动方法(反向进行IGBT)双向直流-直流转换器可以提供一个有效的解决问题的办法RC-IGBT体二极管特性的双向直流-直流变换器的场景中,这有助于确保这种类型的变换器的可靠性(7]。
开关电源广泛应用于电子设备的直流电源,电力设备和通信系统。在高频开关电源,直流-直流转换器是核心8]。随着半导体技术的发展,大规模集成电路具有高集成和功能强大继续出现,这使得电子设备继续缩小并减少其重量。如何降低开关电源是开关电源研究的一个重要方向9- - - - - -11),这就需要直流-直流变换器拓扑结构的研究,新材料、高性能电子元器件等。12]。电能量转换技术,将电能转换为其他形式的能量的方法(13),集电力电子装置、执行机构和控制(14]。
针对高性能电源和低待机功耗的便携式设备,本文扩展了数量的直流-直流转换器阶段四个阶段来提高负载能力,提出了一种特殊的静态功耗优化技术极其轻载下的四阶段能耗。直流-直流转换器提供了一种低功耗工作模式,确保顺利通过磁滞逻辑模式切换;同时,提出一种改进的高精度电流镜抽样技术,结合自适应及时控制,“主从”电流。控制电路是功率级的损失相比可以忽略不计。这些变化在不同情况下的损失。根据实际应用,组件选择的条件和规则的通用阻抗转换器参数设计进行了分析和详细解释;和电路模拟和验证;同时实现类似的性能相似的研究中,静态电流转换器仅消耗7 pA。与传统的同步整流相比,本文提出的自适应同步整流方案可以实现最大效率提高3%负载条件下的20.60%。
2。相关工作
近年来,电力电子的各领域的新发展。电力电子器件、功率半导体器件可分为硅基半导体,氮化镓半导体,非常宽的带隙半导体。在直流转换器的设计方面,除了实现预定的功能,实际应用于电子设备,必须满足一定的条件下(15),这就是我们通常所说的性能需求。稳压器的技术指标一般可以分为两种类型:一是特征指数包括允许输入电压范围内,输出电压范围内,输出电流,即负载能力,等等,,另一个是质量指数,即性能参数,输出电压的稳定性包括效率、输出电压负载调节,输出电压线性调节参考电压调节和静态电流(16]。
虽然分段线性斜坡补偿方法可以减少的影响在峰值电流斜率补偿,它不能从根本上解决责任周期变化对承载力的影响由于有限的振幅。针对峰值电流斜率补偿的影响,刘等人。17]采用夹紧可调电压的方法,成功地抑制了斜坡补偿效应对承载力的影响,设计一个芦苇电压可以改变工作周期。它已经被验证了霁和廖18),它可以非常有效的解决工作周期变化的影响引入斜坡补偿后的负载能力。事实上,该方案仍然可以进一步优化。Stauth [19)的峰值电流完全独立的斜坡电流和电阻的结构通过改变里德电压。
相关研究表明,分段线性补偿的基础上发展一个线性补偿和责任周期划分为若干个区间,每段采用补偿斜率,每个间隔决定于它的补偿斜率最大的工作周期。通过这种方式,不仅每个段的斜率补偿满足系统稳定性要求在相应的工作周期范围内,而且补偿电流大大降低。约旦et al。20.)发现,当责任周期非常大,一次100%的关税周期发生在一定的周期,下一个循环时,由于开关管继续进行,采样电流总是存在,叠加水平下降。如果斜坡电流太小采样电流相比,叠加水平浴将很快达到误差电压VC在很短的时间内开始下一个循环(21),开关将被关闭,使循环工作周期较小。由于随心所欲的传导时间长,电感电流将大幅下降22),这将导致后续连续传导周期保持输出电压的稳定。一旦发生这种情况,循环将无序,输出电压纹波将变得更大23]。
3所示。建模的直流-直流转换器传感器和微机电系统设备集成和包装
3.1。直流-直流转换器架构
在直流-直流转换器架构中,为了获得更好的电压调节精度和动态性能,必须使用一个控制电路与主电路工作。控制电路包括一个输出采样网络,一个误差信号放大器,补偿器和脉宽调制器。当负载较重的情况下,由于大电流,每个组件的传导损耗和开关损耗的大部分比例,和相对比例的损失消耗的控制和外围电路非常小。常用的方法是电压型 和电流式控制 。为了使模拟更准确和输入阻抗接近闭环情况下,采用双环法,它是通过一个电感器和电容器连接。在直流扫描 ,电感器相当于短路,电容可以被视为一个开放的电路;而在交流分析,电感器相当于一个开放的电路,电容器可视为短路。
当使用电路实验,实际电感参数难以控制,也特别容易受到各种因素如环境和频率。为此,线圈电感的电路由一个有源模拟电感代替基于一个通用阻抗变换器的原理,这样可以实现的高精度电感参数的控制整个电路可以大大提高。其中,PWM(脉冲宽度调制)发电机 通常是由一个锯齿波发生器和一个比较器 。锯齿波发生器发出锯齿波与一个固定的振幅和一个固定的重复频率。
当电源转换器工作在IGBT(绝缘栅双极型翻译)传导模式 ,其他的功率管这不是有效的控制都是关闭状态的身体IGBT和身体二极管;当在二极管随心所欲的工作模式,它不是有效的。同时,参数值的电感可以调节通过调节电阻或电容电感参数的通用阻抗变换器 ,所以电感可以调整在一个大范围,这有利于电路参数的调整。此外,如果电路 使用有源模拟电感器原理的基础上使用通用阻抗变换器作为一个单元电路。
之间的切换nonisolated降压开关转换器,由直流-直流转换器,这个电路是一个单筒nonisolated直流变换器的输出电压没有变压器等于或小于输入电压。其中,双滞环电流方向检测方法考虑输出电流谐波的不良反应和故障电流方向检测并能可靠地识别RC-IGBT型双向直流控制信号转向是有效控制功率管吗 ;电压和电流双闭环控制用于快速、准确地调整输出电压的振幅 。
在一个双向直流-直流变换器 ,相当于直流输入电压和输出电压在直流总线端在开关周期中不断变化 ,电压在一个开关周期变化小,状态空间变量可以使用开关。所谓的磁滞损耗是指磁性材料的磁滞现象,这与频率,电压,和最大磁通密度的平方;和涡流损耗是指磁路。
3.2。直流转换器的分类
开车时电源开关管的门,需要单独的接地电位内部直流变换器控制电路从地面防止串扰造成很大的噪音内部控制电路功率管时执行快速切换操作。因此,工作周期后的信号控制电路和无电流断开信号接受一系列的逻辑处理 ,有必要把地面 电平转换电路,转换生成的信号控制开关的上部和更低的功率晶体管和 ,分别。
为了消除噪声的影响,经过短暂的前沿消隐时间,动态比较器(DCMP)激活检测SW点之间的电压差和PGND(保护接地)。比较补偿前后的伯德图在图中,补偿后的相角裕度较大,因此补偿稳定后系统的增强。
电阻阵列 根据译码器的输出调整 调整,所以输入的积极抵消 减少了。因为如果开环传递函数的交叉频率过高,高频开关频率及其谐波和高频分量引起的寄生振荡不能有效地抑制。系统不能稳定工作。此外,交叉频率应该位于线段的斜率-20 dB / 12月。如果mid-band的斜率是-20 dB / 12月,系统必须是稳定的。
在轻负荷的条件下,转换器 在不连续模式工作电感的电流。当磁通变化时,铁芯中的感生涡流生成。这种现象的平方有关频率,电压,最大磁通密度的平方。
这可以防止反向感应电流,提高轻载效率 。如果有反向电流,电压点SW将高于地面PGND力量的电压。值得注意的是,关掉降低功率管过早当电感的能量并不耗尽将导致输出的瞬态振荡;关掉低功率管太迟了,当发生了反向感应电流会降低系统的效率。
电路的输出电压提出了在图1可以调节脉宽调制,输出电压特性也类似传统的直流-直流转换器L-C过滤。因为这条赛道是一个一阶系统,在瞬态过程中没有超调问题。根据RC-IGBT双向直流-直流变换器的结构上面所提到的,双向直流-直流变换器的仿真模型在直流-直流工作,提高模式是建立在PSIM 9.0.3仿真环境,以及电压和电流双模式进行了分析。在实际权力转换的产品,除了欲望高,输出电压稳定,更广泛的输入电压值,更快的响应时间,并降低EMI,还有另一个非常重要的指标,即效率。
3.3。传感器能量转换
当比较器排放,一个积极的脉冲出现在空载比较器的输出,由pulse-constrained时钟触发器,同时关闭晶体管和 。如果输出控制终端连接到参考电压源,调制脉冲交替两个输出晶体管输出,输出频率等于脉冲振荡器的一半。在单端操作模式中,当需要较高的驱动电流输出时,和也可以用于平行。此时,输出模式控制销必须连接到地面关掉双稳态触发器。在这种状态下,输出脉冲频率的数字2就等于振荡器频率。
实现无电感的直流-直流变换器研究代替实际的感应组件的通用阻抗变换器和电路中每个组件的选择原则和设计方案,详细介绍了参数,在一定动态范围;有源模拟电感可以取代线圈电感元件的使用,和电感元件的功能可以实现。这一现象的主要原因是,反馈网络的传递函数已经改变了。在本文中,通过连接两端并联的统治者和优化的设计反馈电阻,输出电压的交叉频率几乎没有变化,它克服了输出电压变化对系统响应的影响。
在短路测试图3,高端SiC MOSFET的平行单位继续,和一个1μ年代门驱动脉冲应用于下部SiC MOSFET。SiC mosfet的HSF测试开关波形和在一个平行的网格状的细胞,连接显示有所改善。对于巴克转换器来说,理想的输出电压范围是参考电压的电源电压。假设内部参考电压为0.6 V,当输出电压变化时从0.6 V至0.8 V,电阻率改变从1到4/3,交叉频率为25%,相应的变化和稳定性的变化并不严重。通过这种方式,即使在重负载的情况下,自ESR值很小,传导损失相对于小的元素。在这个时候,将发挥积极作用。双脉冲的实验表明,与传统的SiC并行网格单元相比,瞬变电流超调差的优化并行网格单元与下臂平行MOSFET是显著减少从10.22%提高到2.78%,开关损耗的不同也。同等程度的减少和良好的瞬态电流分布故障短路条件下也。稳态实验表明,优化的SiC平行单位有一个比传统的平行单位更均匀的温度分布。
3.4。设备当前余额分析
当设备电流平衡是放到一个电阻负载电阻值为100Ω,输出电压和电感电流的波形如下所示,当在0.3年代打开电阻负载,输出电压下降,电压下降约20 V,小于5%的输出电压,然后返回到700 V的电压命令值后短时间(约0.2秒),满足稳定。因此,下面仅影响谱振幅甚至谐波振幅,但上面的包络谱振幅是相同的。在本节中,功率器件的开关电压波形近似简化为理想梯形波 和一个不理想的梯形波 ,的影响,每个开关波形的时域参数由傅里叶分解光谱特征进行了分析;然后,分析的光谱特征SiC平行网格单元的开关电压波形测量实验。
当系统在图的输入电阻4是100年和300年的电感是一个加载resistive-inductive mH,输出电压和电感电流的波形图中所示。群体感应负载时打开0.3 s,输出电压将下降到15 V。此时,输出电压仍能恢复到700 V的命令值在短时间(约0.5秒)。例如,当选择输出滤波电容器,由于这个原因,一些高质量的电容系数和多层陶瓷电容器通常使用,以便输出纹波等效输入电阻可以忽略甚至在更高的频率。
当系统进入恒功率负载,输出电压和电感电流的波形显示。当负载下的恒功率负载在启动时,输出电压也会有一个电压降。下降值22 V,小于5%的输出电压,它仍然可以恢复电压命令值。稳态恢复时间大约是0.3秒。电感电流,恒功率负载后,突然改变当前值,然后它可以回到一个稳定的状态。注意,恒功率负载下仍能满足系统稳定性要求电压和电流双模控制。
4所示。模型的应用和分析直流-直流转换器在传感器和微机电系统设备集成和包装
4.1。直流-直流转换器的静态功耗
电路的规格应符合输出电压5 V的输出和轻负荷的电流定义为0.1;当前的负载可达1。因此,这个电压转换器的输出功率可以达到5 W的最大输出功率,电压调整公差,它可以承受脉动电压的波动在3%。当输入电压下降15 V为0 V,下降时间,所需的时间和条件两个转换器轻负载和重负荷下,分别如图所示:其中,传统的直流-直流转换显示。设备的上升时间在轻负载和重负荷分为100毫秒,125毫秒。下降时间,在轻载,下降时间长由于放电的能量存储元件,和沉重的负担,因为电能是由负载加载。吸收迅速,所以秋天时间很短。
因此,谐振软开关技术的目的是减少甚至消除切换造成的损失。的面积变得越来越小或不重叠,所以产品的电压和电流曲线降低或零,当然,降低开关损耗的目的。根据上部管电流的波形 ,在这个过程中,VT1管从身体IGBT传导状态变化的IGBT模式二极管导通状态;根据当前i2波形管越低,可以看出VT2管体内一直IGBT截止状态在这个过程。和身体二极管是关闭的,图5验证RC-IGBT式双向直流-直流变换器的开关过程从直流-直流模式推动模式。
与传统的直流-直流变换器相比,可以看出无电感的电源转换器的效率不是很理想,因为提供的输出电流是通用阻抗变换器电路,这本身是一个线性电路由运算放大器组成的。虽然效率没有达到预期,但组件构成无电感的直流-直流转换器可以集成,所以它的最大的特点是有机会实现整个电压转换器电路的集成,以实现小型化的目的。
4.2。微机系统的关闭电路的设计
传导干扰的测试结果时,计算机系统显示是关闭的。在低频带(小于6.5 MHz)和7.5 MHz-10 MHz频带,舞台前沿的AC / DC变换器的主要来源是共模干扰的直流-直流系统;由于输出功率,高频传输线效应的电感和输出负引线电感的串联谐振引起的共模干扰poststage直流-直流转换器最大值为7.1 MHz。据线选择表,您可以使用1串AWG10漆包线或使用2股并行AWG13漆包线的伤口。共模电感一般伤口,带着一长串线,不仅是低成本,但也有助于减弱高频噪声由于AC铜损引起的高频皮肤的效果。
为了增加绕组的数量和减少绕组的分布电容,使用相同的绕组方法作为功率电感和风力2股AWG13并行漆包线。功率电感器使用一个等效单层绕组的方法,可以减少其寄生等效并联电容,显著改善其高频阻抗特性(+ 19 dB),并抑制其串联共振效应的寄生电感增加输入负领先,从而抑制common-mode-conducted干涉一个特定的频段。
工作模式识别环节主要是基于电感电流方向信息通过双重滞后环节,结合传统的PWM信号。图6获取当前工作状态的上、下管,设计所需的驱动控制内容。RC-IGBT管的工作模式分为两种模式:IGBT模式和二极管模式。在分析RC-IGBT功率管的各种状态,需要考虑动态过程的影响。IGBT的模式下,RC-IGBT功率管需要添加一段IGBT死区阶段,等待管减饱和阶段的基础上,最初的几个州。这些包括以下几点:双倍责任周期对于一个给定的输入和输出降压比;最大的漏源极电压功率开关只是VIN / 2;每一次转换器驱动,内部预先充电电路将电荷能量转移电容器CT1和CT3首先,直到两边的电容器的电压达到输入电压的一半 ,然后电源开关连接。直流PWM变换器的分析方法提出了简化的三端PWM开关模型,它只由一个活跃的开关SW和一个被动开关VD。
为了说明的影响屏蔽电缆的交流电网侧nonisolated直流-直流系统的传导干扰的特点研究了汽车高压电池方面,表1测试直流-直流系统不使用屏蔽电缆的输入(相当于隔离)。控制电路包括一个输出采样网络,一个误差信号放大器,补偿器,脉冲宽度调制器和电源开关。不添加额外的前提下抑制装置,功率电感器的高频阻抗特性可以提高通过改变绕组电源电感的方法,可显著抑制电网side-conducted干扰的多路复用器在直流-直流转换器模式1 MHz到30 MHz的频率范围。然而,直流-直流电网side-conducted干扰作为一个整体不符合CISPR32 B类限制,所以需要添加一个过滤器,进一步抑制直流-直流电网side-conducted干扰。
4.3。模拟设备集成和包
本节主要分析不同稀释延迟对输出电压的影响通过仿真并比较添加载体后的输出电压波形不对称调制和之前添加减饱和脉冲对死区验证其抑制效应。在一般情况下,开关频率的RC-IGBT低于传统的IGBT,所以开关频率设置为2 kHz,输入电压降压比芯片的范围从10到12 V,和门驱动高压氮化镓功率开关时完全打开。水平是4 ~ 6 V,包括范围 。开车时上层权力管S1A、S2A S3A, S4A高压端,一个浮动电压源需要确保驱动电路的正常运行。
图7使用引导浮动浮动相对于电力供应电压。一代水平方法类似于一个电荷泵:每当工作周期信号驱动高端电源开关关闭,电压被推倒。增加不对称的载波调制后,电压纹波显著降低,添加和稀释过程相比,当没有减饱和脉冲补充说,这样的损失RC-IGBT身体二极管较低时关闭,能耗降低。
4.4。示例应用程序和分析
的理论分析进行了直流-直流电网的干扰特征方面,它可以知道交流电网侧的传导干扰特征主要依赖于前一个阶段的AC / DC变换器,传导干扰特征的AC / DC变换器的前一个阶段很大程度上取决于输入功率电感。通过提高输入功率电感器的高频阻抗特性,它可以抑制高频- (1 MHz-30 MHz)在直流-直流电网端传导干扰,减少高频衰减网格边过滤要求。通过添加一个小包装X-capacitor直流-直流输出减少寄生电感的负领先,这个方案可以显著抑制传导干扰飙升poststage电源转换器的频率为7.15 MHz。常用的方法是电压型和电流式控制。在这里,我们将重点关注voltage-based控制方法。电压型控制方法的基本原理是比较误差放大器的输出信号与一个固定的频率三角波产生PWM信号控制。
外围的总量表的关键组件2乘以计算的高度最高的组件外电源变换器的开关管(如果有的话),输出电容,电感,外部电流取样器(如果有的话),和串联。如果输出控制终端连接到参考电压源,调制脉冲交替两个输出晶体管输出,输出频率等于脉冲振荡器的一半。
中使用的电阻和电容电流取样器在这个转换器是0201包,和总表面积的四个组件为0.72毫米。自一个四阶段设计用于共享当前,和提出的电流平衡策略减少了每个电感器的额定电流的要求,每个感应器可以使用最小的包。转换器设计仍有最低的高度和最小的整体体积至关重要的外围组件,从而实现极高的电流密度。此外,由于电感器的小型化,转换器的高度降低传统的7.5 - 3毫米到0.9毫米,和设计的变换器可以应用于非常平坦的场合,这有利于稀释的便携式产品。
当当前的平衡功能是关闭的,输入抵消在图的不匹配8导致30 ns的传导时间误差上管,而额定价值应该是80 ns,导致的不平衡之间的平均电感电流1.54阶段。电感进行75%的电流比其他阶段。因此,当目前的平衡功能打开,所有四个阶段的电感电流几乎是相同的,和阶段在900年均匀交错。四阶段的瞬态响应电源转换器正面和负面的负荷下步变化显示,分别和负载变化范围是4 8,负载变化率是4 / ps,相同的比较器输入补偿仍保留在这个时候,这可以看出四阶段电流仍遵循平等。这证明该电流平衡方案可以解决当前的不平衡问题在稳态和瞬态。
5。结论
从多相直流-直流变换器的输出电压纹波组件,集成方案的模型构造多相电源转换器。根据简单的实现和快速加载瞬态响应的要求,提出并设计一种自适应模型及时控制逻辑根据脉动的反馈。通过分析反向感应电流检测机制,一种低成本self-calibrating提出了零电流开关断路器;通过分析造成的异常驱动信号传输延迟、高可靠性的电源开关管驱动逻辑是完善。这适用于变压器有一个反馈绕组和一个捕获使用二极管,即。,输出变压器反馈绕组电压和二极管提供反馈。初级侧控制器采用高压功率管集成和高压电源方案,上述恒流控制器,使一次侧控制器有一个简单的外围电路,而二次侧控制器集成了同步整流控制器来提高设备的回扫转换效率。18 bcd tape-out测试过程和结果进行比较来验证两阶段的不同特征的影响直流-直流转换器。
数据可用性
使用的数据来支持本研究的发现可以从相应的作者。
的利益冲突
作者宣称他们没有竞争的经济利益或个人关系可能出现影响工作报告。
确认
这项工作得到了学院的科技、三亚大学。