基于非线性传递函数为宽带干扰抑制接收机

文摘

多重标准操作的宽带接收器可以简化系统和更低的成本。宽带接收机,宽容大量干扰信号在操作乐队是很重要的。传统的频域滤波遭受缺乏过滤能力带内干扰信号。本文描述了一个接收机系统利用非线性传递函数。基于基本的非线性理论,非线性方法的接收器可以提供frequency-independent过滤大型阻滞剂和线性放大微弱的期望信号同时进行。干扰抑制性能取决于振幅包络之间的歧视或大或小的信号。非线性接收器的操作是基于干涉包络的振幅。前馈路径的目的是提取信封信息的影响和反馈路径添加到环境的跟踪。frequency-independent滤波,非线性线性接收机系统增强了带内和带外,从而使宽带多模操作。

1。介绍

无线通信系统发展提供更高的速度和可靠性在日常使用的越来越多1]。在移动手机设备,支持一些无线通信标准,如2 g / 3 g / 4 g,蓝牙,无线,GPS, NFC (2]。一般来说,有两种解决方案操作多个标准。一个是窄带的解决方案,另一个是宽带解决方案。在窄带的解决方案,多个窄带接收机前端和片外表面声波(看到)过滤器是必需的。在宽带解决方案中,一个宽带接收机覆盖感兴趣的频段。宽带解决方案广泛应用于软件定义无线电(SDR)的设计(3- - - - - -8)和可重构接收器(9- - - - - -12]。然而,宽带操作介绍宽带干扰的问题。同时操作的干扰来自多个无线电与多个标准。通过穷人隔离传输信号产生干扰发射机和接收机之间相同的设备。同时,传输信号产生干扰其他设备是否有活跃的接收器同时操作。

multiradio共存场景(13,14)如图1。在图1,有三个无线终端。终端# 1是multiradio设备。终端和终端# #米N single-radio设备。终端# 1接收机和发射机。接收者在终端与无线标准# 1是接收信息,而终端# 1的发射机传输无线标准b .终端# # N M和终端通过无线传输信息标准M和N,分别。在这种情况下,接收机在终端# 1是困扰的发射信号从发射机终端# 1,# N终端#米,或终端。在这个场景中,术语“受害者”用于接收终端# 1,和术语“侵略者”发射机终端# 1,#米,和#号航站楼N。接收机天线的输入光谱相应终端显示# 1。由于无线标准的差异和耦合路径,在接收机天线接收到的干扰信号的不同频率和力量。并置的干扰信号发射机在同一个设备(终端# 1)通常是强多了,因为小尺寸的手机设备。

缺乏射频宽带天线产生问题后过滤操作。的问题可分为三类:失真,相位噪声,功耗。它可以是非常有害的,如果强干扰位于接近期望信号或在期望信号的谐波频率。首先,如果影响太大,它会导致接收机的脱敏。其次,当干扰与LO相位噪声混合,它带来了额外的噪音接收机乐队。噪声干扰功率成正比(7,8]。接收机的阻断剂NF下相互混合可以表示为 在哪里瞧在干涉相位噪声抵消吗和是影响的力量。第三,为了处理一个大的干扰,线性接收器应该有一个大的动态范围,这将增加接收机的功耗。然而,如果可以提供一些干扰抑制在RF阶段,这三个问题是缓解。

本文提出一种非线性接收机拓扑与frequency-independent干扰宽容。基于包络振幅的影响的信息,接收方能够提供抑制射频频率大陷。它可以实现良好的IB和OOB线性,从而使它适合multiradio共存的场景。抑制射频频率也减轻要求以下接收器电路块和节省整体功耗。本文组织如下。部分2分类不同的干扰情况下,回顾之前的工作。非线性的基本理论概念提出了部分3。非线性系统建模和分析的干扰抑制本地干扰节进行4。部分5讨论了一般非线性干扰抑制干扰通过提取包络信息。多个大型陷下的非线性接收机系统操作中讨论部分6。结论部分7。

2。干扰情况下,回顾之前的作品

2.1。干扰场景和用例

有几个无线标准操作在手机设备。图2说明了不同标准的频率分配支持移动设备,从1800兆赫到2700兆赫。在这个频率范围内,有几种主要通信标准,LTE FDD, TDD LTE, WiFi,蓝牙,和WiMAX,等等。不同的频谱分配不同的国家和地区(1,15- - - - - -17]。这里有几个要点。首先,最小的频率间隔之间的上行和下行的FDD LTE是20 MHz。其次,最小的无线网络之间的频率间隔和LTE是12 MHz。第三,LTE FDD, TDD LTE, WiFi,蓝牙,WiMAX分享频谱。因此,multiradio共处在这个频率范围内需要过滤陷位于非常接近期望信号在频域。

干扰场景可分为两类的物理距离,即搭配和接近。搭配场景是指多个无线电放置在相同的物理单位,陷在本地生成内部的设备。LTE用户设备的发射功率是24 dBm。集中的915 MHz的测量天线耦合贴片天线是大约20 dB在坏的情况下13]。

邻近的场景发生在多个设备放置很近。传输信号从设备#为接收器在其他设备产生干扰。因此,陷外部生成,例如,从使用LTE小细胞接入点和低功耗无线路由器(18]。访问点的典型传输功率大约是20到30 dBm。2.4 GHz的自由空间损耗为0.5米的距离是34分贝。因此,对于这两个场景中,干扰功率可以健壮如几个dBm。

感兴趣的干扰场景可以概括为三种情况。

(1)带外陷。陷是使用不同的标准和遥远的频率。

(2)陷从其他标准频率和关闭(几十兆赫),例如,WiFi和LTE共存。这种情况下包括陷在本地生成相同的设备由于天线耦合和外部的其他设备。两个陷的力量可以被几个dBm。

(3)同一标准,陷带内(IB)干扰,例如,WiFi / WiFi, LTE / LTE和LTE FDD / DN。这种情况下包括陷产生局部由于TX FDD / FD系统泄漏和外部的其他设备。TX泄漏对RX取决于隔离双工器提供的。两个陷的力量可以被几个dBm。

2.2。干扰取消/过滤方法

在一个传统的窄带接收机如图3由一个芯片外,射频信号和干扰bandpass-filtered看到过滤后接收机天线。这样,多余的OOB陷是过滤掉。当SAW-based过滤器是省略了接收机天线后,接收方需要提供拦截器过滤和谐波抑制功能以满足无线通信规范的目标。

在FDD通信系统图所示4(一),双工器19)放置后允许双向通信的单天线接收和发射信号。双工器的功能是提供匹配的波段选择和减弱的发射机接收机输入的泄漏避免脱敏的接收器。双工器依赖于频率选择过滤器隔离和乐队选择,这通常意味着高品质因数和片外。

图4 (b)显示了一个模拟取消技术(20.]在本地生成的干扰信号。无根据已知信息的传输信号和建模耦合路径,可以减去一个复制品干扰信号在接收机的输入,而期望信号仍不受影响。然而,技术无法处理未知的干扰信号。建模的适应耦合路径也可以权力饿射频频率。

而不是传统的LNA-first方法,近期作品(4,21)建议直接连接接收机天线CMOS被动混合器。这种方法被称为mixer-first方法,如图5。有四个CMOS开关路径天线后,紧随其后的是RC低通滤波器(LPF)。开关控制的四个路径不重叠的频宽比25% LO信号。CMOS开关是青睐的高线性度、宽调谐范围,和双向response-translational财产。在基带滤波器转换成一个带通滤波器(瘘)射频频率和它可以实现更高的品质因数比通过使用射频芯片上的LC组件。然而,开关电阻干扰过滤有限,LO信号的频宽比的准确性,和基带滤波器的顺序。它也遭受有限的射频和LO端口之间的隔离。

双通道的简化系统架构前馈取消接收机(22,23)如图6(一)。它是基于基带滤波器的上转换。在主路径,期望信号和不必要的干预都放大。在辅助路径downconversion后,所需的信号是直流和由通过高通滤波器过滤掉。再次upconverted干涉,在放大器的输出减去。高品质因数的辅助路径是相同的陷波滤波器集中在所需的信号频率。这种方法有一个更好的输入匹配和更好的射频和LO端口之间的隔离。然而,采用线性公差大陷成为瓶颈。

frequency-translational消音接收器的简化系统架构6)如图6 (b)。接收机由两个独立的passive-mixer-based downconversion路径。被动混合器降频转换器基带射频电流。互阻抗放大器(TIA)然后把带内电流转换为电压。因此,电压增益是避免射频到基带滤波。带来的3分贝噪音图匹配的电阻在主路径现在可以取消辅助路径。通用块被实现为一个CMOS反相器小负载阻抗为处理大幅波动的输入。frequency-translational消音接收机实现提供拦截器宽容,OOB线性好,同时输入匹配和低噪声。然而,系统的干扰过滤是有限的在mixer-first方法也一样IB线性很差的带内拦截器。

3所示。基本的非线性干扰抑制

非线性转移函数(24- - - - - -26)行为从根本上不同于线性传递函数。的非线性传递函数不遵守规则叠加。的信号通过一个非线性系统可以进行不同的操作。同时,非线性系统不一定需要大功耗处理大的信号。非线性系统的原理使它成为一个可能的候选人处理干扰宽容。

3.1。时间和频率域的行为分析

输入和输出信号在时域频率和各种条件如图7。当一个大信号(单音)是通过一个理想的线性系统,如图7(一),信号放大线性输出。当相同的输入信号是通过传统的抗压非线性系统如图7 (b),输出的信号变得扭曲和3 rd-order谐波产生。图7 (c)显示了一个专门定制的三阶多项式传递函数的非线性系统。大信号通过时,基音的大信号输出是完全移除,同时创建一个第三次谐波。这个过程可以用下面的数学方程来描述(2)- (6)。作为描述的非线性传递函数 输入信号被定义为一个强大的正弦信号振幅和频率: 输出信号等于 如果选择 输出了

此外,非线性传递函数不遵守规则的叠加。因此,伴随着大信号(弱)信号通过非线性系统可以进行不同的操作。情况见图7 (d)。在大信号输出,在基本频率是完全压制,而基音微弱信号的放大。3次谐波大信号和微弱信号的生成。除此之外,一个互调(IM)的术语出现相同的功率输出的微弱信号的基音。互调的术语是输入信号之间的非线性和卷积的结果,介绍了噪声折叠到信号带(26),这将在稍后讨论。

因此,基于包络的振幅大的干扰,特别定制的非线性传递函数使大干扰抑制。当大干扰的振幅发生变化时,例如,调制陷,非线性传递函数应该改变相应保持压制。可以视为非线性干扰抑制振幅域陷波滤波器。非线性传递函数的适应幅度域相当于一个频域陷波滤波器的适应。当干扰振幅类似于或小于希望信号,可以切换到一个线性传递函数。

适应如图8。非线性干扰抑制依赖振幅强信号和弱信号之间的歧视。这类似于频域滤波,依赖于相对频率输入信号之间的区别。通过这种方式,使frequency-independent滤波的非线性干扰抑制方法。

3.2。对于大型干扰抑制非线性传输特性

获得的一般需求干扰抑制的非线性传递函数,输入信号定义: 由一个强大的干扰信号和期望信号弱得多,相应的振幅、频率和相位的信息。输入是美联储无记忆非线性系统传递函数。通过应用傅里叶分析输出信号,有效增益的基本组件的强烈信号可以表示为 传递函数可以表示为奇数和偶数的和功能: (8)等于0,传递函数只能由奇数阶条件。方程(8)成为 对整个集成间隔,一直存在,这意味着在这个区间内必须改变的迹象。因此,传递函数必须至少有一个零交叉在每个时间间隔和。第三个零交叉在原点,因为奇数阶对称。切比雪夫多项式都发现这样的非线性转移函数来提供满足要求大信号抑制(27]。同样清楚的是,传递函数也是一个功能,。如果输入干涉包络振幅不同,例如,调制干涉,传递函数应该根据干扰的瞬时值包络振幅。

3.3。结果为弱期望信号

的有效获得微弱信号的基波分量可以表示为 从(11),是一个函数的、概率密度函数(PDF)的正弦和。这两个和依赖的振幅和传递函数,而相位或频率和是无关紧要的。如果没有大干扰或只有小干扰存在,可以切换到一个线性系统传递函数,导致传统压缩接收机的行为。

给出有效的表达获得强信号和弱信号,输出的非线性传递函数描述的使用方法(28)成为 第一项是剩下的残渣的强烈干扰,第二项是期望信号的输出,第三项是互调(IM)产品之间的强和弱信号。我的产品是由 与完整的干扰抑制,所需的信号输出和IM词有相同的大小,这解释了频域行为图7 (d)。当非线性传递函数设置为完全抑制振幅的微弱信号是镜像的频率分量。另一方面,噪音折叠到所需的信号频率。如果强烈的信号之间的频率差和小信号噪音很小,相声介绍3 dB的点球。如果频率差异很大,电路是窄带,噪音小于3 dB。

3.4。Transfer-Specific特点

进一步分析非线性操作和后果,这里选择一个特定的非线性传递函数。如图9,曲折的函数是由高阶切比雪夫多项式。通过限制为0,它有无限斜坡zero-transition地区2。曲折的函数的数学表达式 在哪里函数的斜率在区域1和3。完全抑制振幅根据(8),

基于(11),假设一个团结振幅干涉为简单起见,一阶小信号增益就变成了 的依赖价值zero-transition地区在曲折的功能如图210。规范化的小信号增益变化小的变化值一个,这可以解释为PDF的权重函数(正弦输入波形的11)。因为PDF正弦波形的中心边缘附近的高和低,电路被迫操作主要是在大信号边缘附近操作。如此曲折的函数的导数在区域1和3中发挥更大作用。因此,疲软的期望信号将经验放大和(15)是满意的。然而大信号抑制减少增加,因为曲折的函数更偏离了原来的设置。

三阶小信号增益,假设接近零,可以计算使用吗 导致: 因此,国际信息局₃非线性系统的使用理想的曲折的传递函数是大约10 dB高于强干扰信号的振幅。

3.5。噪声特性的无噪声的非线性传输

基于(11),可以计算输出信号功率 如图9,曲折的传递函数的导数的变化在不同的地区,由于要求三个零交叉。电路将经历建设性的行为在区域1和区域2中3和破坏性的行为。

然而,对于输出噪声功率,所有地区导致添加剂行为,因为噪音是白色的。因此可以计算输出噪声功率 在哪里标准差的高斯噪声电压。

基于(19)和(20.),带来的噪音折叠点球非线性传递函数可以计算(21),分子分母是输出噪声功率和输入信号时输出信号功率相当于噪声电压: 如果传递函数是一种无声的线性函数,,如图9(黑色)、(21)成为 由于没有频谱镜像和高频条件线性传递函数。如果传递函数是一个无声的3日切比雪夫多项式所示(2)和(5),(21)成为 等于4.77 dB的噪声图(NF),产生的噪音从镜像产品和3 rd-harmonic组件折叠。

如果传递函数是一个无声的曲折的非线性函数所示(14)和(15),如图9(灰色),假设一个联合振幅干涉为简单起见,分子(21)成为 分母(21)成为 无噪声的噪声系数曲折的传递函数 方程(26)是在dB规模图绘制11。通过减少,NF稳步增加。这是因为,通过减少,非线性曲折的函数更零过渡区域2中,引入更多的噪音从高频组件折叠到信号频率。通过增加一个NF不断减少,减少高频噪声信号组件折叠乐队。NF几乎降低到零价值。然而,这个结果是毫无意义的自传递函数在大价值是完全不同的从一个理想的曲折的功能和(15)不再满足。

4所示。非线性系统建模和分析

4.1。系统架构

一个1.8 GHz射频放大器线性模式和非线性模式操作在140纳米CMOS技术实现。非线性模式操作启用frequency-independent干扰抑制,而线性模式是线性放大当没有大的干扰。在存在0到11 dBm干预,干预是抑制超过39 dB (27]。印刷电路板包括非线性射频放大器IC实现如图12。

图(13日)显示了应用非线性方法的系统图multiradio共处在同一个设备。高亮显示的是关键子块在非线性接收机系统中,包括NIS、互相关搅拌机、滤波器、ADC、DAC、大小和NIS控制子块。获得准确的干涉的振幅信息,基带和信号从发射机喂子块大小。子群之间的路径损耗模型级发射机基带接收机天线和连接到一个名为NIS控制的子群。NIS控制DAC,引导子块接口控制信号NIS子块,非线性进行抑制。这条路可以被认为是一个前馈路径。基于从发射机基带干扰信息,前馈路径给正确的控制信号的精度和速度。

另一方面,还需要一个反馈路径,模型的耦合发射天线和接收天线之间的变化。因此,混合机放置在NIS子块之间提供互关联NIS子块的输入和输出。假设干扰是占主导地位的信号,互相关措施多少残留干扰仍是非线性镇压后,代表错误的控制信号。互相关信号反馈给NIS控制子块形成反馈路径。反馈路径只需要低速因为环境变化缓慢,而前馈路径应该足够快的更新控制信号的干涉包络的振幅变化。

传统的窄带接收机与片外看到过滤器如图13 (b)干扰的比较宽容与非线性接收机系统在以后的部分。接收器都假定直接转换结构。

4.2。NIS建模和分析

先进的设计系统中的非线性接收机系统建模(广告)。互相关混合器,NIS NIS控制和级子群与象征性地定义设备建模。downconversion搅拌机使用理想与理想混合器组件解调。基带过滤器设置为一个四阶巴特沃斯滤波器带宽的数据速率决定想要的信号。30分贝增益放大器是设置为理想的宽带放大器。

16-QAM调制方案用于干涉和期望信号提出了余弦脉冲整形和转出0.5倍。基带的和两个信号的数据速率的20 Mbps。微弱信号位于1.825 GHz ()−50 dBm力量和强烈的信号在1.870 GHz ()与10 dBm的力量。频率分离输入信号之间的15 MHz。输入频谱如图(14日)。

NIS子块的输出频谱图所示14 (b)。如图14 (b)基音的微弱信号,而基音的影响是完全抑制。位于互调的条款和它的带宽取决于期望信号和干扰的卷积。NIS的干扰抑制子块大约是80分贝。经过基带,信号放大了1000倍,而影响残留和互调词进一步镇压,如图14 (c)。基带的星座图的输出如图15。相应的误差向量幅度(维生素)是2.82%,而对应于一个信噪比(信噪比)的31 dB。16-QAM调制要求信噪比为17.6 dB实现symbol-to-error比率(SER) 10⁻³(29日),在这里实现。

前面已经指出,在射频干扰抑制阶段非线性传递函数是基于振幅干扰之间的歧视和想要的信号。为了说明相对功率比的影响,输入信号保持相同的除了影响权力从10−30 dBm dBm。射频抑制的结果,维生素,信噪比基带输出如表所示1。越来越干涉力量,更大的射频干扰抑制是取得一个更好的维生素,在基带输出信噪比。

的概率密度函数(PDF)的瞬时功率调制陷的PDF格式的输入功率和信号如图16。时观察到干涉和之间的相对功率比想要的信号是低至20 dB, PDF瞬时功率的影响重叠与想要的信号。因此非线性系统无法区分一个从另一个,从而导致有限的抑制干扰的性能和期望信号的失真。相对力量更低时,NIS子块产出完全淹没了噪音和失真。

完整的干扰抑制的限制也来自基带滤波信号外的基带带宽。基带滤波是由基带滤波器设计等秩序和力量。

互相关混频器的输出频谱图所示17。在直流输出频谱卷积产品和互调频率。的影响是完全压制在这种情况下,在直流输出谱和互调频率很低。如果只是部分抑制干扰,混频器输出的直流控制信号将反映出错误。互调项也会大但丢弃,因为反馈路径的速度缓慢。

为简单起见,3 rd-order谐波产生的非线性传递函数的非线性接收机是这里没有显示。它可以通过频域过滤器和谐波抑制混合搅拌机避免谐波。

4.3。比较线性和非线性的接收器

非线性接收机系统的系统图,提出了非线性干扰抑制和传统的窄带线性接收机之前在图所示13。downconversion混合器和基带电路设置为相同的干扰宽容一个公平的比较。低噪声放大器(LNA)的传统线性窄带接收机是配置为理想的组件和单位利益。相同的非线性传递函数的设置提供单位获得所需的信号。因此,传统的线性建模的窄带接收机在广告、LNA只是删除。看到过滤器后天线设置在信号频率和中心频率,通频带带宽的200 MHz和220 MHz的阻带带宽40分贝衰减。再次使用了相同的输入信号,16-QAM干预10 dBm电力和16-QAM弱希望信号−50 dBm的力量。

这里使用的信号干扰比(SIR)描述线性和非线性的宽容和干扰影响接收器。先生最初的输入接收器−60分贝。先生在基带adc的输入应至少高于零,这样信号放大而影响很大程度上抑制。干扰信号的抑制在ADC是有益的因为它减轻信号混叠。此外,残留干扰也需要额外的ADC的分辨率比特量化的总输入基带DCs。根据(14),应该添加一个额外的ADC钻头每6分贝衰减先生,这将导致一个巨大的ADC的功耗的增加。

爵士的比较在基带线性接收机和非线性接收器的输出和频率分离大干扰和信号如图18。先生的线性接收机实现完全的看到过滤和基带第四阶滤波器。之间的通带和阻带的边缘看到过滤器,先生的线性接收机急剧增加看到滤波器通带外的干扰瀑布。非线性接收机的先生的帮助下实现非线性干扰抑制。非线性的爵士接收机具有积极价值和高于先生的线性接收机。由于非线性干扰抑制frequency-independent,爵士的增长曲线的非线性接收机是类似于线性接收机。然而,由于这两个输入信号有20 MHz带宽,同时先生并不会增加4 th-transfer功能完全一样。的频率间隔输入信号之间的增加,提供的可抑制基带滤波器受到噪声地板,导致先生的饱和值非线性接收机。的信噪比基带非线性接收机系统的输出如图19。信噪比为20.2分贝1 MHz,收敛于42 dB增加。

5。NIS建模一般干扰

5.1。系统架构一般干扰抑制

扩展非线性方法一般大干扰的抑制,信封的振幅干扰需要提取。一般大的干扰抑制的系统架构图所示20.。

前馈路径从接收天线,由一个信封提取子块随后将获得振幅信息。包络提取子块可以实现混频搅拌机或二极管。提取的信封包含噪声接收天线,期望信号的包络信息,信封干扰信息。然而,这项工作的重点是大干扰和弱期望信号的共处,希望信号表现为噪声的包络线和小扰动控制信号。

5.2。NIS建模和分析

这里假设期望信号作为16-QAM调制信号提出了余弦脉冲整形和转出0.5倍。基带的和信号数据率的10 Mbps。同样是QPSK信号的干扰脉冲整形和基带数据速率为2.5 Mbps和。微弱信号位于1.825 GHz (50)−dBm权力和1的强烈信号。870 GHz ()与10 dBm的力量。非线性接收机的输入谱图所示(21日)。

NIS子块的输出频谱图所示21 (b)。这是观察到微弱信号的基波分量,而只是部分抑制干扰信号。非线性射频干扰抑制是大约40 dB。因此需要更多的过滤在基带。基带滤波器订单增加到6日订单。经过基带电路、信号放大30分贝,而残渣和互调干扰词进一步镇压,如图21 (c)。基带的星座图的输出如图22。基带的维生素与输出是5.4%,这对应于25 dB的信噪比。

有限的抑制在射频干扰中提取信封误差的结果。图23显示了比较输入干扰之间的频谱包络和NIS子块的控制信号。控制信号的频谱是完全相同的直流干涉包络谱相比。然而有一个互调的术语。之间的互调词是卷积的结果输入信号在频域。因此需要一个具有包络提取子块后过滤出互调。然而之间有一个权衡互调的过滤词和延迟滤波器引入的。滤波器的带宽可以设立小过滤完全互调的术语,而它将引入一个大延迟控制信号。另一方面,如果设置了滤波器带宽大,几乎没有延迟,互调词带来的残留误差的控制信号。

的干扰抑制和滤波器带宽(总结在表2。更大介绍了较小的延迟,干扰抑制正在增加。补偿控制信号的延迟,延迟块可以添加在NIS子块的输入。与相应的延迟补偿,减少当干扰抑制越来越多,越来越多的控制信号互调误差是允许的。然而,延迟块不容易实现射频频率宽带操作。因此,干扰抑制的主要限制仍然是振幅大干扰和弱信号之间的歧视。

6。NIS操作多个大型陷下

在部分4和5NIS的工作原理进行建模和分析,如果一个当地大干扰或外部干扰存在。在本节中,多个大型陷的干扰情况,本地或外部生成的,是遇到了。NIS在这种干扰情况下的工作原理进行了探讨。

的干扰场景如图24,多个陷。疲软的期望信号所示红色(),当地陷所示黑色和通常占主导地位的信号(和)和外部陷蓝色所示(和)。灰色的线表示NIS接收机系统的射频带宽。在这种情况下,最坏的情况是,两个大地方陷INT1 INT2浸透接收器,和3 rd-intermodulation (IM3)它们之间的产品正是位于期望信号的频率。此外,尽管外部陷INT3 INT4并不是和当地陷一样强大,他们也可能饱和接收器链。

NIS多个陷下工作原理如图25。当地陷主导陷首先他们应该过滤掉。由于当地无干扰信封是已知的信息,可以支持一个NIS电路块压制每个相应的当地的影响。因此NIS操作防止接收机饱和。

IM3产品信号失真的影响并不像它发生在缓解大陷镇压和NIS操作依赖于非线性传递函数。另一方面,IIP接收器或射频电路,一次₃众所周知,IM3其他功率可以计算。对于每个1-dB IIP的增加₃点,对应的IM3产品下降3 dB (30.]。基于(18),基于非线性曲折的传递函数的接收器有一个国际信息局₃10 dB高于干涉包络振幅,这应该有助于降低IM3产品振幅。

此外,非线性接收机可以实现frequency-translational过滤技术在混合器和基带阶段,如图5和6。因此,除了在射频幅值域过滤阶段,接收方也在混合器和基带阶段频域滤波。射频输入的频率选择性取决于LO扫频范围和基带滤波顺序。这有助于缓解IM3问题,根据想要的信号之间的频率间隔和陷。

最后一个NIS电路块可以启用如果仍然大外部陷存在。由于外部陷通常是较小的权力与当地的相比,只需要处理占主导地位的外部干涉。包络提取电路块将提取的包络线主要外部影响和喂给NIS电路块部分抑制外部干扰,部分中讨论5。通过这种方式,大型陷的影响在很大程度上缓解。

7所示。结论

非线性接收机自适应非线性传递函数提出了宽带接收器multiradio共存的问题。它依赖于干扰信号的振幅信息,使frequency-independent过滤,从而提高带内和带外线性宽带操作。非线性方法,实现干扰抑制在RF阶段,这样可以缓解以下电路的功耗要求和接收器链。通过这种方法,干扰信封应不断跟踪调整相应的非线性传递函数。包络提取,提出了一种适应方法和cosimulated射频接收机。干扰抑制的局限性。从分析、干扰抑制的主要限制是振幅大、弱信号之间的歧视。在外部干扰抑制的情况下,提取的准确性信封将滤波器的影响。因此分离输入频率和带宽限制干扰抑制的性能。从系统级仿真,实现干扰抑制,和积极的先生可以输入的基带adc实现。 Therefore the ADC resolution requirement is relaxed and the aliasing product is alleviated.

相互竞争的利益

作者宣称没有利益冲突。

确认

作者要感谢的财务贡献CORTIF (CA116)项目工作。

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