1.25 - -12.5 Gbps适应性CTLE与异步数据令人瞠目结舌的监控

文摘

大量衰减信号的均衡和多重速率的通信在高速串行接口是很难平衡的。为了克服这个困难,一个自适应均衡与优化提出了令人瞠目结舌的监控系统。设计令人瞠目结舌的监控是基于异步数据眼图跟踪算法,眼图是通过与低速异步采样时钟。令人瞠目结舌的监控到自适应回路,一个自适应均衡系统结合连续时间线性均衡(CTLE)完成。和电感峰值技术用于提高补偿的能力。与中芯国际28纳米CMOS工艺实现整体设计,功耗和核心芯片面积12 mW @ 12.5 Gbps, 0.12毫米²,分别。postsimulation结果表明,它可以提供赔偿6 - 21 dB范围1.25 - -12.5 Gbps的接收数据,实现大范围的数据率和频道损失,及其功率效率0.046 pJ /位/ dB为最坏的情况下,这是比大多数以前的作品。

1。介绍

高速串行接口已成为高速数据传输的必然选择。然而,有线传输信道的非理想因素将导致信道噪声和频率衰减和显著降低接收信号的质量。各种均衡技术被用来弥补损失,最受欢迎的判决反馈均衡器(DFE)和CTLE。DFE可以消除符号间干扰(ISI)有效,但它会增加系统的复杂性,对高速数据,时间约束条件是明显的。相反,CTLE可以实现补偿的全部频率乐队,结构简单,不需要任何时钟信号。出于这个原因,我们选择CTLE实现信号均衡。

此外,一个固定的预置均衡器可能不适合在大范围的数据率,必须有强大的适应性算法实现性能良好的自适应均衡器。提出的基于能量的自适应均衡算法提取了et al。1)对高速数据有很好的补偿效果,但电路复杂和能耗大大增加通过其算法。崔et al。2)使用频率滤波器改变低频增益自适应,和自适应线性设备有一个简单的电路结构,但频率信息由整流器不准确,稳定性还需要优化。数据模式的信息也被用来改变均衡系数(3),最好面积和功率效率,但补偿容量是有限的。

最优补偿高频信号和低频信号很难平衡,这是更难以覆盖很大范围内的通道的损失。为了克服这些障碍,我们提出了一个优化的自适应均衡系统基于眼图跟踪。我们使用异步采样方法来获得一个芯片令人瞠目结舌的监控。和公差的判断提出适应算法能跟踪数据率的变化,它可以避免在均衡的结果。此外,欠采样方法减轻电路的时序约束和简化了电路设计,我们使用active-inductor CTLE模块的技术来提高性能。优化CTLE结合数字令人瞠目结舌的监控实现自动均衡信道变化,同时也可以实现最优补偿结果不同的数据率。均衡系统可以补偿数据速率范围从1.25 Gbps,宽12.5 Gbps,并提供一个均衡的范围从6 dB 21 dB。和功率效率的核心电路只有0.046 pJ /位/ dB。它还实现了设计的灵活性和稳定性,较低的功耗。

2。通道的不理想的因素

传导渠道的非理想的特征主要包括皮肤效果,介电损耗、回波损耗、串扰、和各种各样的噪音。其中,集肤效应和介电损耗主要原因高频通道的损失(4,5]。他们可以表达的影响 在哪里和是集肤效应的系数和介电损耗,分别是频率,传输距离。它表明,集肤效应损耗和介质损耗都是通道的长度成正比。当信号频率相对较低,信道衰减主要是由于皮肤的效果。随着信号频率增加,造成的衰减介质损耗变得越来越明显。考虑到这些不理想的因素,我们可以得到实际的信道频率响应的趋势,如图1。实际的频道显示低通特性和显著抑制高频信号。

3所示。自适应均衡算法

3.1。异步数据眼图跟踪算法

图2显示了两个眼图和统计结果。根据实际的眼图,可以得出结论,令人瞠目结舌的高度显示接收信号的振幅。此外,眼睑的厚度证明如果失去信号得到一个有效的和统一的补偿经过均衡系统。观察,眼图可以通过两个步骤:采样和计数。采用异步采样技术实现采样(眼图6),采样时钟不同步的周期性输入信号,采样时钟比数据时钟慢得多。如图3、异步时钟用于样本高速输入信号,和席卷样本的低频时钟时间的周期输入波形。一定数量的采样周期后,输入数据的时域波形,和采样数据的统计结果代表了信息的输入数据。那样,我们就会意识到一个芯片上的令人瞠目结舌的监视器。眼睛和某些特性可以提取只要足够数量的样本。

然而,自适应算法(6)有一个缺陷,分析统计信息不够全面。使用的比较数据2(一个)和2 (b)解释,似乎最大的样品图2 (b)比图大得多2(一个)。但当我们专注于补偿性能,事实上,图2 (b)提供了一个在均衡和图2(一个)得到最优均衡结果,证明只是寻找最大的直方图峰值选择均衡系数并不准确。别人的话说,不仅眼睛的高度开放显示补偿信号的振幅,相对应的参考电压值统计结果的最大值也提供了有用的信息。因此,我们优化算法与宽容的判断,使用二阶决策参考电压。提出的优化算法可能会进一步提高适应系统的性能,得到了最优的均衡效果。

3.2。自适应均衡器的体系结构

图4提出了提出了自适应均衡器的结构,主要由CTLE、全微分动态比较器,和一个DAC提供参考电压,图5了适应控制流程图。基于异步采样技术,我们眼睛的振幅图划分为16个参考水平,名叫REF_j(j= 0,1,2,…,15),均衡器系数被称为情商_我(我= 0,1,2,…,15),旨在提供一个大范围的平衡能力。

自适应均衡系统的操作过程如下:步骤1,自适应令人瞠目结舌的监测集原均衡系数为情商₀参考电平设置为REF₀,然后VREF DAC输出相应的参考电压。步骤2,完整的微分与VREF EQ_OUT比较器比较平衡的数据米(例如,米= 8192)CLK采样时间(k计算数量的采样时钟)。和比较结果CS传播到令人瞠目结舌的监控。步骤3,令人瞠目结舌的监控移动下一个层次的参考价值(j=j+ 1)重复第2步中取样操作,直到j= 15,整个眼图与情商₀是采样。第四步,改变均衡系数情商₁重复操作步骤2和步骤3,和这些过程是重复的均衡系数(我= 0,1,2,…,15)。然后,令人瞠目结舌的监视器获得计算结果为了完成眼图。第五步,令人瞠目结舌的监视器选择最优的均衡器系数并完成自适应过程。

异步数据的算法提供了一个充分考虑眼图跟踪。在步骤5中,令人瞠目结舌的监控首先选择最大的眼图和二级顶峰值统计的结果,这是年代_一个和年代_b,分别。他们都对应于一个参考电压(称为vref_一个和vref_b),这表明眼图的振幅。如果值的差异年代_一个和年代_b小于公差值,然后比较了参考电压vref_一个和vref_b并选择相对应的均衡系数大的参考电压。公差值取决于比较器和取样器错误,我们做了模拟电路的设置公差值。

提出的解决时间适应过程计算米(样品号)×16(参考电压电平数)×16(均衡系数)×7.5 ns(异步时钟周期)∼15毫秒。

4所示。均衡器的实现系统

系统由一个CTLE有源电感器,一个完整的微分动态比较器,和一个DAC。我们用数字电路实现的算法来提高设计的灵活性,同时,提高系统性能和算法效率。

4.1。CTLE

传统CTLE电容的常见结构退化微分对(7),如图6(一)。传递函数是由 在哪里是输入不同的跨导对。和零的位置和波兰人的表达式可以推导出 。

然而,这种拓扑遭受有限的带宽,因此在高频率补偿不足。这是因为超过的一个因素 ,和直流增益下降相同数量的因素。换句话说,必须保持低,避免大直流损失(否则插入缓冲遭受)。这个问题限制了最大可增加幅度和相位。扩大CTLE的带宽,介绍了电感技术达到顶峰,如图6 (b)。传递函数的CTLE电感负载是由 在哪里和是不变的。

由于被动电感需要大面积,我们引入一个优化结构CTLE称为有源电感实现感应终止(8,9),旨在扩展输出带宽的大电容负载和节省芯片面积。一个PMOS-based active-inductor电路用作CTLE图的负载6 (c)高速数据,提高了补偿能力。它使用一个金属氧化物半导体电阻器(M2, deep-triode地区)的输出节点耦合的门PMOS M1。水平移动装置,由一个源跟随器M3和一个电流源M4,插入M1和M2之间允许较低的栅偏压M1。提出的终止阻抗CTLE是由以下方程: 在哪里的参数是和相当于电阻。和终止阻抗可以表示为(6)。

电感峰值促进均衡滤波器设计和20 dB补偿数据率高于10 Gbps变得可行。为单个传输数据速率,除此之外,作为一个固定频率的均衡器的设计点,均衡的调整系数只取决于信道变化。虽然数据速率的变化,它不能实现最优补偿系数固定均衡器。因此,RC值都需要更改通过开关SR和SC提供不同的直流收益和峰值频率。有4个电阻的值(SR是2位)和4个电容值(SC是2位),他们可以结合16集的不同均衡系数。的频率响应设计active-inductor CTLE图所示6 (c)。它可以实现补偿6-21 dB的有效频带,直流增益可以改变从−10 dB - 5 dB,从1.25 - -12.5 GHz和峰值频率可以扫描在奈奎斯特频率(),它可以提供一个area-efficient选择被动感应终端,满足均衡能力。

4.2。全微分比较器和DAC

完整的微分比较器由SA在第一阶段,和奴隶置位复位(SR)闩在第二阶段如图7(一),图7 (b)DAC电路使用分压电阻结构和热代码减少数字开关控制开关。

5。Postsimulation结果

均衡器布局在中芯国际28纳米CMOS技术是显示在图8核心电路功耗和面积是12兆瓦@ 12.5 Gbps, 0.12毫米²分别和数字实现。

postsimulation结果如图9。563毫米PCB通道的参数曲线为18.1 dB损失5 GHz如图9(一个),10 Gbps接收信号的眼图如图9 (b);可以看出,眼图是完全关闭。获得自适应均衡器后的眼图456,593,336,1355毫米PCB渠道数据所示9 (c)- - - - - -9 (f),根据频道损失−21.4 dB @ 6.25 GHz,−22.3 dB @ 5 GHz,−12 dB @ 5 GHz,分别和−8分贝@ 620 MHz。根据数据率12.5 Gbps, 10 Gbps, 10 Gbps,分别和1.25 Gbps。通过比较图9 (d)与图9 (e),这表明固定数据速率、通道长度变化时,均衡系统可以实现均衡。并通过比较数据9 (c)和9 (d)与图9 (f),这表明,尽管数据速率是不同的,损失数据可以实现最优补偿结果后的均衡系统,以及信号频率的变化可以通过提出的适应以及跟踪算法。最后对数字均衡系数9 (c)- - - - - -9 (f)SRSC = 0000、0001、0110、1111年,分别。一方面,它证明了均衡器可以提供大的赔偿范围;另一方面,它表明适应算法可以避免对均衡结果与该令人瞠目结舌的监视器。从结果看,接收信号损失补偿均衡后,好和眼图开启。

相比其他最近的工作表1这种设计的优点,可以直观地显示。与[的令人瞠目结舌的监视器15),我们的设计可以补偿更大的损失,适应的是意识到芯片上。提议的FOM计算

拟议的品质因数可实现功耗传输数据的频率,和通道损失,也比较下的系统性能评价指标,并能做出更全面的测量。比较表所示,由于数字令人瞠目结舌的跟踪监测和异步采样技术,提出了自适应均衡器的FOM明显优于其他设计,这意味着这个设计达到更好的补偿能力相同的数据率,在功率效率也有明显的优势。active-inductor见顶技术扩展了均衡器的补偿能力,可实现信号频率范围从1.25 Gbps 12.5 Gbps,和频道损失−−6 dB范围21 dB。同时,提出了优化异步数据眼图跟踪算法能确保获得适当补偿效果和避免在均衡不同的数据速率。

6。结论

一个自适应均衡系统基于异步数据眼图跟踪算法实现了在中芯国际28 nm CMOS技术。眼图的高度和浓度的统计数据考虑,优化的自适应算法提供了一个宽容的判断来跟踪平衡的眼睛开放,因此均衡系统可以避免在均衡或均衡不同的信号频率。active-inductor见顶技术也提高CTLE能力提供一个均衡范围宽。自适应均衡系统可以提供赔偿6 dB 21 dB 1.25 - -12.5 Gbps的接收信号及其功率效率0.046 pJ /位/ dB为最坏的情况下。它具有低功耗和很强的适应能力,大大优化了高速接口模拟前端设计。适应判断实现的数字控制器,实现自适应均衡系统的可重用设计。

数据可用性

使用的数据来支持本研究的发现可以从相应的作者。

的利益冲突

作者宣称没有利益冲突有关的出版。

确认

这项工作是支持部分由中国国家科技重大项目(2014 zx02302002)。

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