文摘

汽车充电电源被广泛使用,因为它体积小和可移植性。针对动态响应慢的问题,次谐波,振荡和有限的相移全桥DC / DC变换器的软开关范围,本文提出了一种修改PSFB转换器通过引入箝位二极管在变压器的一次侧抑制变压器的二次侧的电压振荡。同时,数字峰值电流移相控制,介绍了斜坡补偿,避免分谐波振荡。动态空时控制技术引入调整空时通过空载调节子程序在不同的负载范围。最后,车载充电相移的实验平台建立全桥DC / DC变换器。实验结果表明,该电源消除分谐波振荡,达到广泛的软开关,提高了系统的动态性能和抗干扰能力,并优化功率效率。

1。介绍

电动汽车有许多优点,如能源利用率高、无污染等(1]。电动汽车电池充电电源连接到电网。有两种主要类型的车载充电电源:一个是不可控整流器隔离直流/直流转换器,它具有较高的谐波和功率因数不能满足要求。另一个孤立的DC / DC变换器有源功率因数校正、AC / DC变换器的提振类型,可以实现功率因数校正,提高系统的功率密度。直流/直流转换器的关键能量转换的一部分车辆充电功率直接影响其效率(2]。移相全桥拓扑(PSFB)广泛用于汽车领域的充电电源由于其效率高、功率密度高,容易实现零电压开关(ZVS) [3]。

目前,有很多收费模式,如恒电压充电电流稳定、变电流间歇充电,多级恒流充电(4]。Constant-current-voltage constant-charge,第一大电流恒流,恒压充电,不仅避免了电流超载的现象也减少了气体逸出。在恒压模式下,变流器的输出电流逐渐从满载减少为零。为了保持良好的软开关特性,死亡时间驱动信号之间的桥臂应相应缩短。虽然压控PSFB直流/直流转换器简单的控制方式,它有一些问题,如调节速度慢和软开关范围有限5]。它具有快速的动态响应,简单变压器偏见,和过载保护电路6]。当工作周期 ,分谐波振荡会发生,可以解决通过引入斜坡补偿(7]。

模拟控制芯片有一些缺点,比如温度漂移,固定控制参数,响应速度慢。数字控制参数的配置灵活和空载 可以调节软件,避免了软交换的困难在轻负荷模拟控制条件下由于固定空载。至于数字控制,单电压环的数字控制进行了分析和设计在文献[8]。平均电流模式提出了相移与数字控制全桥软开关在文献[9],它具有良好的抗噪声性能,但它是非常复杂的调试电压的两套参数内循环和外循环。峰值电流控制在文献[10]。相移全桥方案,但没有空载的研究。

因此,一个新的PSFB DC / DC ZVS PWM变换器设计。箝位二极管被添加到变压器的一次侧和同步整流技术用于二次侧。数字峰值电流移相控制,介绍了斜坡补偿,避免分谐波振荡。数字PWM的实现机制进行了分析,和动态空时控制技术,提出了调整空时,在不同的负载范围通过空载自动调整子程序。最后,驱动电路、采样电路的设计。它实现了一个广泛的软开关,提高动态性能,和系统的抗干扰能力,提高了电源的效率。

2。汽车充电电源的直流/直流转换器

2.1。主电路的直流/直流转换器

图1展示了小说的主电路拓扑PSFB ZVS PWM DC / DC变换器和钳位二极管。输入电压是和开关频率kHz。全桥开关是由MOSFET组成。谐振电感,分为结电容 ; 和形式输出过滤器;变压器的比值;此拓扑的优点是钳位二极管和被添加到原来的变压器抑制变压器的二次侧的电压振荡;与此同时,同步整流(SR)技术引入到变压器的二次侧。SR管和由MOSFET,减少了整流器的传导损失。

2.2。次谐波振荡

峰值电流型控制是决定输出PWM波通过比较实际电感电流的输出电压外环。然而,当责任周期 ,电流的干扰在变压器的原边随时间的增加,并最终产生振荡。振荡频率的扰动是开关频率的一半,所以它被称为分谐波振荡。出于这个原因,介绍了斜坡补偿技术抑制分谐波振荡。

2.3。PSFB DC / DC变换器的软开关范围有限

PSFB DC / DC变换器的开关过程是实现共振,所以它不是瞬时电压降低从为0。如果死时间驱动信号之间的桥臂开关太短,将不会开启之前减少到零,和开关将失去其软开关特性;如果死时间太长,两个开关打开。当终端电压下降到0,开关未打开。的通过共振再次上升,开关也失去了软开关特性。因此,车辆充电电源的软开关范围极其有限的情况下恒压充电模式和广泛的负载电流变化。因此,空载自动控制技术提出了实现广泛的软开关。

3所示。峰值电流模式斜率补偿分析

3.1。斜率补偿技术

分谐波振荡可以避免通过引入斜坡补偿。也就是说,斜率与斜坡信号减去从当前循环控制 。的变化扰动的主要变压器的电流斜率补偿如图2。实线代表其稳态波形和虚线代表扰动后的波形。

从图可以看出2当有电流干扰,其变化

在那里,是th电流扰动的自然流动。 ; (和分别对电压降的二极管和MOS); ; ; 是坡斜率补偿电流。

当有电流干扰,系统稳定性的必要条件

根据表达式(1),(2),当 ,可以抑制干扰,当 ,当前的扰动可以完全抑制。

3.2。PSFB DC / DC变换器的小信号模型

PSFB DC / DC变换器的小信号建模已由外国学者。两个重要的转移函数给出了文献[11]。

控制变量的传递函数输出电压是

控制变量的传递函数采样电流是

在那里, 。

3.3。反馈回路传递函数

在峰值电流控制模式下,周期性变化引起的干扰的原始电流和输出电压误差斜率补偿变压器的数据所示3和4,分别。

变压器的工作周期由电流扰动引起的是 , 被定义为电流环的反馈功能,相当于采样电阻。

工作周期的变化引起的干扰错误的电压是 。 可以从图吗5。

定义(年代)电压回路的反馈功能,电压回路补偿网络的传递函数,那么

3.4。控制系统的传递函数

峰值电流模式控制系统的小信号模型与斜率补偿如图5。是输出电压反馈系数。

PI调节器用于电压外环,即补偿网络的传递函数是

的开环传递函数峰值电流控制方法如下

替换后的参数表1,π系数计算和根据控制系统的开环频率特性的要求。图6波德图显示之前和之后电流开环传递函数补偿。补偿前的开环截止频率远远大于开关频率,和开环幅频特性通过零分贝与−40dB / 12月,所以系统非常不稳定。补偿后,开环幅频特性通过零分贝与−20dB / 12月,截止频率是10.22 kHz,保证金是164度的稳定阶段。

利用梯形近似积分总和链接,两个点之间的差异近似微分环节,模拟PID控制器离散化为数字PID控制器,以及电压的数字PI控制回路实现通过调用CNTL_ 2 p2z macromodule DSP TMS320F28027。宏模块实现二阶控制通过使用双极和bi-zero点。

4所示。软件设计的数字PSFB直流/直流转换器

4.1。峰值电流的数字控制系统

单片机使用TI TMS320F28027因为它拥有先进的芯片上的控制外围设备包括增强的ADC,片上模拟比较器、DAC和高精度PWM发生器。此外,它也有一个独特的可编程芯片上的斜坡补偿器,它可以提供至少0.04 V /的斜率补偿μ年代。与此同时,软件可以调整死时间实现广泛的软开关。

数字峰值电流控制系统如图7。通过采样输出电压和初级电流ADC,变压器的输出电压之间的区别和参考电压进入了数字PI控制器,斜率补偿被添加到DAC,相比之下,一次电流变压器的模拟比较器,PWM发生器产生PWM信号驱动 。EPWM1A和ePWM1B驱动开关和 ;ePWM2A和ePWM2B驱动开关和 ;老ePWM4A和ePWM4B驱动管和 。

4.2。死区自动控制技术

图8显示著操作波形的PSFB直流/直流转换器,反过来驱动波形的开关 ,初级电流 ,谐振电感电流 ,的电压中立点的主要两个手臂,和二次电压 。之间的死时间同一桥臂的驱动信号 。

的等效电路如图9。在 ,开关一直是关机状态。此时,谐振电感吗 ,结电容器的开关 ,结电容器的开关_,和结电容老的产生共鸣,指控,和放电。初级电流和谐振电感电流变压器开始减少。

此时,电压的开关结电容是

在那里,和输出电流的等效值吗和结电容老的管分别在变压器的原边。

在 ,共振结束,这个时候 ,共振过程时间通过替换(10)。更大的和较小的 ,死时间越短 。

因此,空时可以根据负载电流调整 ,开关可以实现广泛的软开关,叫做自动空载技术。图10是自动死区任务流程图。首先,死区auto-adjustment国旗auto_DB检测,如果是1,程序执行。ADC的输出电流取样连接通道,和结果注册通道ADC 9是阅读获取当前的负载。负载范围分为12例根据切换实例声明,对应leading-leg空载计数值T_lead和lagging-leg T_lag空载计算值,分别。通过分配T_lead (T_lag)前沿延迟注册dbre和下降沿延迟注册dbf ePWM1 (ePWM2)模块分别的空载leading-lag (lagging-leg)可以自动调整。

4.3。数字PWM的实现机制

相移PWM信号的产生机制如图11。芯片上的模拟比较器比较变压器的一次电流与峰值电流斜率补偿的参考。比较器的输出连接到PWM发生器。ePWM1模块设置在增量和减法计数模式下运行,而另一个PWM模块在增量计数模式下运行。

中断后,计算模式的时基控制寄存器TBCTL ePWM1模块的检测。当检测到TBCTL增量模式,ePWM2A被迫重置和ePWM2B放置后自动死时间。当TBCTL递减模式,ePWM2B被迫重置和ePWM2A设置后自动死时间。通过这种方式,相移控制ePWM2模块相对于ePWM1模块实现。

的驱动信号老的晶体管通过”或“逻辑的驱动信号leading-leg和lagging-leg, SR管通道的负载电流流经时间的比例最高,和整体传导损失最小化。

5。数字PSFB直流/直流转换器硬件设计

5.1。驱动电路设计

SR晶体管的源Q5 Q6连接到输出电压接地,接地是用作参考驱动电路。司机UCC27324芯片选择,可以提供高电容性负载峰值电流。同步整流驱动电路如图12。UCC27324提供4电流在滚柱式平面面积MOS开关切换。全桥开关管在变压器的原边也由UCC27324,但必须提供变压器隔离。

5.2。采样电路设计

主变压器的当前ip通过电阻的电流互感器,采样得到一个电压信号,发送到AD采样端口。匝数比的电流互感器采用PE63587 1: 100。图13是主要的变压器的电流采样电路。

输出电压采样电路如图14。登月舱的LV25-P公司选为电压传感器。初级侧的额定电流的传感器l0 mA。额定输出电压= 12 V和两个1 K / 6 W串联限流电阻连接在主节点上的传感器,目前马= 6初级侧的传感器转换为电流= 15马二次侧的传感器。控制器A / D检测范围是0 - 3.3 V,采样电阻R3 =马3 V / 15 = 200。poststage电路与电压跟踪器的放大系数是1,和运算放大器芯片采用OP27GS。12 V的输出电压经过直流电阻分压器和电压跟踪器,最后,AD采样的2.472 V的输入值。

6。实验

根据设计要求的车辆充电电源,PSFB DC / DC变换器的实验平台建设。主要实验参数如表所示1。驱动电路、检测电路,主电路如图15。主变压器采用MOSFET模块的h桥SPP20N60CFD英飞凌的模型,和SR管采用MOSFET模块FDP032N08飞兆半导体公司的模型。图16显示了使用短笛TMS320F28027控制板。

图17显示了漏源极电压和驱动电压波形滞后的手臂之前和之后的空时调整负载较轻的。很难打开零电压滞后的腿当死时间是1μ年代,如图(17日)。当死时间增加到2μ年代,开关可以实现问世至今开关更好,如图17 (b)。这表明广泛的软开关可以实现通过添加自动死区技术。

在额定输入电压的情况下= 400 V,图(18日)是输出电压和输出电流的波形,当负载变化从0%提高到80%,和图吗18 (b)是输出电压和输出电流的波形,当负载变化从80%降至0%。从图的分析,可以看出,80%的阶跃变化的负载,输出灵敏度可以小于额定功率的3%,和稳定时间约为240μ年代,具有良好的动态性能和抗干扰能力。

负载和效率之间的关系在不同输入电压如图19。可以看出,当最大输入电压是500 V,额定电压400 V,最低输入电压是300 V,系统效率是95%以上的10−100%负载,可以实现宽输出负载电流和输入电压的变化影响很小,和满足充电需求的车辆充电电源。

7所示。结论

针对直流/直流转换器的问题,这是电动汽车充电电源的核心部分,PSFB直流/直流转换器的数字控制系统设计,采用峰值电流模式控制,介绍了斜坡补偿消除分谐波振荡。动态空时控制技术,提出了实现广泛的软开关,降低开关损耗,提高供电效率。实验表明,系统效率是95%以上的10 - 100%负载。数字移相控制基于TMS320F28027用于实现80%的阶跃变化负载,输出的峰值偏差小于3%的额定功率,稳定时间小于240年代,这提高了动态响应速度和数字控制系统的抗干扰能力。

数据可用性

使用的数据来支持本研究的发现可以从相应的作者。

的利益冲突

本文作者确认内容没有利益冲突。

确认

作者承认,同事们的帮助和鼓励,金融支持河南矿山电力电子设备和控制技术创新团队科技计划项目中国河南省批准号192102210228河南高等教育机构的关键研究项目,批准号18 a410001,河南理工大学的博士生基础,批准号B2017-19。