文摘

单层capsule-shaped极化转换metasurface (PCM)提出。在w频段,其极化转化率(PCR)超过97%,有效地改变了入射波的极化方向。PCM是安排在棋盘数组来实现宽带RCS的减少。将PCM数组顺序圆偏振旋转槽天线阵,模拟结果表明,天线阵列的辐射特性并不影响PCM数组。测量的结果表明,天线阵的RCS PCM阵列提出了减少超过10 dB从40到119 GHz;相对带宽(−10 dB)达到96.3%。

1。介绍

现代战场要求雷达隐身能力强;最有效的方法是减少雷达截面(RCS)。缝隙天线阵列是一个常用的毫米波雷达、天线及其平地飞机在垂直方向会产生强烈的散射的贡献。因此,它具有重要意义的RCS减少缝隙天线阵列。

表面极化转换(潜热)广泛应用于RCS减(1- - - - - -4]。提出了一些多层吸附,获得更大范围的带宽。但多层PCM过于复杂,不利于加工;单层PCM更适合实际的处理和应用。提出了一种单层fishbone-shaped PCM单位(5]。棋盘PCM阵列组成的它可以减少RCS 10 dB从5到17.5 GHz;RCS还原能力很好,但是工作频带较低,结构复杂,不适合高频率。近年来,一些新型天线结合metasurfaces提出了实现结构紧凑。基于环形同心metasurface天线的贴片天线(CMSA)用金属孔到地面是为了达到减少RCS的圆柱载体(6]。环形metasurface减少RCS从4到8.5 GHz,但只有RCS减少峰值超过10 dB,减少RCS性能相对较差,同心结构增加了平面区域,不适合天线阵列。在[7),提出了各向异性metasurface替换补丁天线直接和行为,通过适当的连接metasurface单位;数组实现带内RCS减少辐射性能。拟议中的metasurface辐射阵列3到3.3 GHz工作;RCS减少超过10 dB的高峰。上面提到的两个文档的结构工作频带较低,只有少数已经减少了超过10 dB的RCS频率点;RCS还原能力不够好。目前,没有多少研究w频段表面极化转换。提出了一种Venus-shaped PCM单位(8),达到90%的极化转化率从95.7到99.3 GHz;1比特PCM编码阵列单元随机分布可以操纵背散射RCS的模式形状。PCM在w频段工作;结构的处理在如此高的工作频率是困难的;错误很容易了。此外,其工作频带较窄和RCS还原能力是不够的。

在这篇文章中,一个w频段单层capsule-shaped PCM单元设计。PCM是形状和简单容易的过程,及其极化转化率在w频段(PCR)超过97%;棋盘数组设计的基础上,提出了PCM单元实现的RCS减少超过10 dB在w频段。将PCM数组顺序圆偏振旋转槽天线阵,缝隙天线阵列的RCS PCM数组减少超过10 dB从40到119 GHz天线阵列的辐射特性保存;相对带宽(−10 dB)达到96.3%。测量结果表明,−10 dB阵列天线的阻抗带宽是35.4% (70 - 89 GHz),和3 dB轴比带宽是13.8% (70 - 87 GHz)。

2。PCM阵列设计

根据文献,可以知道,周期性的对角线金属结构可以实现偏振旋转。其中,最基本的结构是矩形。小说的结构PCM单元提出了如图1。装置由PCM金属贴片,介质衬底和地面金属层。周期是t= 2毫米,金属块由一个矩形(长度l= 1.2毫米,宽度 = 0.6毫米)和两个半圆形的直径 。整体形状类似于胶囊;金属块沿对角线方向放置。介质衬底是罗杰斯RT5880厚度为0.508毫米。


图1
capsule-shaped PCM的结构单元。

如图1,对角结构由y偏振平面波,辐照和事件 可以分解成两个正交向量 和 。这个capsule-shaped贴片表面电流图所示2(一个)。我们可以看到,几乎所有的电流沿n轴。因此,PCM可以相当于一个压电陶瓷表面,和反射场的振幅和反相事件字段, 。沿着m轴以来几乎没有电流,PCM可以被看作是一个高阻抗表面;反射的字段和事件字段具有相同的振幅和相位, 。两个正交向量 和 形式反映领域 在x轴方向入射场和正交,所以90°偏振旋转。

(一)
(一)
(b)
(b)
图2
表面电流分布的PCM单位。(一)胶囊。(b)矩形。

相比较而言,表面电流的基本矩形PCM如图2 (b)。大部分的电流沿n轴,而在一个直角,在其他方向电流的一部分,这将影响偏振旋转的影响。突然改变的原因是在正确的角度导致电场的不连续。因此,capsule-shaped PCM提出可以消除这种突然的变化,实现更好的偏振旋转效应,如图2(一个)。此外,由于结构的逐渐变化,capsule-shaped PCM具有更大的带宽。

极化转化率可以用来判断极化转换PCM单元的性能。定义copolarization反射系数ryy和正交偏振反射系数rxy,见以下方程:

的公式,E处方代表了电场的入射波极化x方向,Eiy代表了电场的入射波极化y方向。相应地,E处方代表了反射波的电场极化x方向,E变化中代表了反射波的电场极化y方向。极化转化率的定义(PCR)可以给出以下方程:

使用电磁仿真软件CST模拟胶囊和矩形PCM设计单位;ryy和rxy得到了两种结构,如图3(一个)。胶囊PCM, copolarization反射系数ryy小于10−dB和正交偏振反射系数rxy≈1 49 - 118.7 GHz的乐队。然而,矩形PCM只获得了足够小copolarization窄波段的反射系数。图3 (b)展示了偏振转换比率(PCR)的两个PCM单位。胶囊PCM单位PCR在82.7%相对带宽达到90%,并在整个w频段PCR超过97%。矩形PCM达到90% PCR在-118年乐队的77.3 GHz,不能覆盖整个w频段,其带内偏振旋转效果并不令人满意。总之,该胶囊PCM具有更广泛的乐队和极化转化率高于矩形PCM。

(一)
(一)
(b)
(b)
图3
比较胶囊和矩形PCM。(一)反射系数。(b) PCR。

胶囊PCM单位定期安排在棋盘数组,如图4。应该注意的是,PCM的周长数组必须大于10倍最低工作频率的波长,以确保它在光学散射区域。PCM阵列由四子阵旋转。每个子数组都有36脉码调制单元,单元之间的距离是2毫米,整个数组的大小是24毫米×24毫米。RCS减少PCM的模拟结果数组绘制在图5。根据仿真结果,PCM阵列可以实现超过10 dB的RCS减48 - 118 GHz的范围,相对带宽的84.3%。


图4
PCM数组。

图5
RCS减少胶囊PCM数组。

图6情节PCM阵列的三维收发分置的RCS模式和压电陶瓷表面82 GHz。当平面波垂直入射,PCM的主要反映叶出现在四个象限,也就是说,他们分散在四个不同的方向,而反射叶的压电陶瓷在入射方向集中。因此,PCM表面可以驱散反射,减少RCS。

(一)
(一)
(b)
(b)
图6
RCS模式82 GHz。(一)PCM。(b)压电陶瓷。

主平面的RCS模式(φ= 0°,φ= 90°)和斜切面(φ= 45°,φ= 135°)在82 GHz数据所示7(一)和7 (b),分别。主平面上的最大RCS散射PCM数组约30 dB低于压电陶瓷。对角线上的最大RCS散射PCM数组是5.76 dB低于压电陶瓷,和PCM数组的最大RCSθ=±7°,这与图中的结果是一致的6。

(一)
(一)
(b)
(b)
图7
比较RCS的PCM和派克在82 GHz模式。(一)φ= 0°、90°。(b)φ= 45°、135°。

3所示。的设计和测量与PCM Low-RCS槽阵列天线

3.1。天线结构

在本节中,圆偏振缝隙天线阵列设计,股票接地金属平面的PCM数组上一节提出的;天线阵列使用相同的衬底罗杰斯RT5880 PCM数组;厚度是0.127毫米。插槽蚀刻在地面上金属层和由底部的喂养网络层。天线结构如图8。


图8
减少结构缝隙天线阵列的RCS。

天线的设计给网络图所示9;连续旋转喂养是用于实现圆偏振辐射(9- - - - - -15]。从图可以看出9,64年的矩形槽辐射元素及其喂养网络分为4子阵,四子队列连接端到端,可以复制的子阵旋转中心点,也都由1到16功率分配器。美联储四子序列串联获得平等的振幅。与传统的阵列相比,这种喂养结构微带线,从而减少传导损失更少,提高辐射效率,并提高增益带宽。3 u型线添加到馈线的输入子阵提供90°之间的相位差四子序列。因此,辐射电场矢量的方向总是随着时间的变化,形成一个圆偏振辐射。


图9
喂养的结构网络。

在多层结构设计,安排缝隙天线的方向是一样的PCM。这种安排使得四子阵获得自然顺序旋转的关系。本文研究了影响不同的时段安排和潜热计算天线辐射。如图10,一个简单的理想研制出数组的目的是比较不同的天线辐射性能的安排。槽的重叠和交错安排和潜热计算模拟;模拟结果如图11和12。相比之下,辐射模式没有PCM,图中可以看到11重叠安排增加远期辐射缝隙天线的增益和削弱了向后辐射增益,这并不是不可取的,交错排列,使主瓣的PCM E-plane转移的方向,这对后续的建设有不利影响数组。此外,如图12,而数组没有PCM,重叠安排更合适的轴向比率;其轴向比率接近0分贝在中央天线的工作频率。然而,交错排列的轴向比率相对较差的79 G - 86 G,这正是在天线中心工作频率附近。由于饲料是理想,两个安排的轴向比率小于3 dB从75兆赫到90兆赫。因此,考虑到对天线辐射方向图的影响,轴向比率,和阵列性能,本文选择重叠安排槽和吸附。

(一)
(一)
(b)
(b)
图10
安排不同的插槽和吸附。(一)重叠。(b)交错。

图11
不同的模式安排箱位和吸附。

图12
轴向槽和吸附率不同的安排。

使用连续旋转的方法喂养网络实现首次提出了圆偏振Tasuku [16];在连续旋转数组,每个子数组都是身体旋转90°(360°除以4子序列)从前面的子数组。根据Tasuku的分析,每个子阵列的远场电场矢量可表示为一个元素的线性组合两个正交向量,并且每个子数组是美联储在一个不同的阶段,假设子阵的电场矢量大小相等;集成后,两个正交向量数组的总电场矢量的大小系数相等。这意味着连续旋转数组提供良好的圆偏振辐射;连续旋转数组可以大大减少交叉极化包括noncenter频率;因此,圆偏振阵列扩展带宽可以获得。

优化后,天线的尺寸图和参数在图所示13和表1。地面上的插槽蚀刻层是1.25毫米×0.4毫米的长方形;槽单元使用微带线饲料集中;主要喂食微带线的特性阻抗为106Ω。整个喂养网络匹配通过一段50Ω端口1/4λ阻抗变换线;然后,它由microstrip-waveguide转化成波导端口转换结构。图14显示了整体结构的物理原型。


图13
维绘图的天线。
表1
提出了天线的设计参数。

图14
原型与RCS减少天线阵。
3.2。模拟和测量辐射特征

基于前面的分析和设计,本节提出的模拟和测量结果与RCS缝隙天线阵列的辐射特性。模拟和测量结果的天线的回波损耗图所示15。可以看出,测量结果与模拟结果获得良好的协议。相对天线的阻抗带宽(−10 dB)是35.4%,和工作70 - 89 GHz频段,可以覆盖的工作频带的PCM数组。


图15
模拟和测量天线阵列的回波损耗的结果。

数据(16日)和16 (b)分别显示的模拟和测量结果的左旋和右旋圆偏振模式天线的远场E-plane和h面82 GHz;测量结果与模拟结果吻合较好。天线阵的主瓣增益为14.9 dB, 3 dB波束宽度是10.8°,第一个旁瓣水平是−10 dB。由于结构的复杂性,提出了天线阵没有低旁瓣加工;令人不满意的旁瓣的另一个原因是,子阵之间的距离延长由于喂养网络的存在。从图可以看出,右旋极化增益明显大于左旋极化增益;左撇子的增益偏振主瓣10 dB低于右旋极化,形成一个良好的右旋圆偏振辐射。

(一)
(一)
(b)
(b)
图16
天线模式的模拟和测量结果。(一)E-plane。(b) h面。

图17显示了轴向比率的模拟和测量结果的天线阵。测量结果与模拟结果吻合较好。轴向比率小于3 dB从87年76.3 GHz,和轴比带宽是13.8%;它表明,天线阵辐射圆极化波。


图17
模拟和测量结果的轴向比率天线阵列。
3.3。模拟和测量散射性质

减少RCS的模拟和测量结果如图所示18。从图可以看出,测量结果与模拟结果吻合较好。RCS减少超过10 dB从40到119赫兹,和相对带宽达到99.4%,覆盖整个w频段。减少RCS的测量结果不匹配在高频模拟结果很好,这可能是由于加工错误。


图18
减少RCS的测量结果。

为了显示结构的优点设计本文比较表下面来说明我们提出结构的区别与其他近期作品。如表所示2,PCM阵列提出了可以在超高频段工作,如w频段,在如此高的频带,提出PCM数组实现超宽带与相对带宽接近100%。不可否认,结构设计在本文中显示了巨大的优势的工作特点和应用前景。此外,capsule-shaped PCM摘要单元设计大大降低了加工难度和误差的结构简单。连续旋转数组结构也使得它非常适合各种天线阵列。

表2
比较与其他作品的特点。

4所示。结论

小说capsule-shaped PCM结构提出了和PCR在整个w频段已经超过97%。棋盘PCM的宽带RCS减,缝隙天线阵列的性能几乎不受影响是由于连续的旋转结构的一致性。RCS的测量结果表明PCM数组的缝隙天线阵列是减少从40到119 GHz超过10分贝;相对带宽(−10 dB)达到96.3%。−10 dB阵列天线的阻抗带宽是35.4% (70 - 89 GHz),和3 dB轴比带宽是13.8% (70 - 87 GHz)。由于其结构简单,加工容易,成本低、PCM将广泛应用在高频段。

数据可用性

使用的数据来支持本研究的结果包括在本文中。

的利益冲突

作者宣称没有利益冲突有关的出版。