文摘
宽带和高增益圆偏振(CP) 16×16基于差距波导阵列天线技术给出了毫米波应用28 GHz频率范围。四个背腔槽与线性极化(LP)辐射用作子数组。CP是通过一个4×4的顺序给网络也扩大到实现高增益。喂养网络最终阵列天线由两层的基于脊波导的差距(RGW),和它有四个独立的金属层。它是通过仿真表明,该天线具有阻抗带宽20.5% 25.8 -31.7 GHz和3 dB轴比带宽-30 GHz 27.2 10%附近。此外,这种天线的最大增益值是31.6 dBi 29 GHz的频率,它显示了良好的性能比其他结构。
1。介绍
近年来,高频和毫米波频段获得关注由于增加需求,高效的数据转换。低成本和高增益天线在毫米波频率范围所需的点对点通信。此外,平面天线是最常见的,因为紧凑的系统需求。
有不同的传统类型的平面阵列天线中使用的技术,如空心波导,基片集成波导(SIW)和微带线(1- - - - - -15]。尽管SIW和微带线,低调,容易制造,介质损失,特别是在毫米波频率范围(1- - - - - -7]。此外,低损耗介电材料可以用来减少损失,这是昂贵的,增加的成本制造(16,17]。空心波导天线低损耗和高电源处理能力在毫米波频段8- - - - - -12]。然而,他们需要良好的电接触金属部件之间的结构和要求精度高,它是困难和昂贵的。
为了克服上述问题,引入了一个新的波导技术称为波导的差距在18,19]。差距可以实现波导之间不需要良好的电接触金属层(20.- - - - - -34]。因此,这种技术使生产过程更容易,更便宜比空洞的波导。substrate-based相比差距波导传输线的优点,如SIW和微带线,这些结构可以实现完全用金属的,这使得他们损失较低和高功率处理。波导结构的差距是基于两个完美的电导体(压电陶瓷)和完美的磁导体(PMC)边界条件。PMC边界条件就像一个高阻抗表面,它可以实现通过使用一个周期结构的金属针叫床的钉子。如果两个板块之间的差距小于四分之一波长,然后没有波可以传播,所有平行板模式将在截止频率。通过使用一个脊、槽或微带线之间的床上钉子,将所需的方向传播。这些技术被称为脊波导的差距(RGW) [31日),槽波导的差距(GGW) [32),和波导微带差距33),分别。
与圆极化天线被广泛使用在移动卫星通信(SOTM)和点对点移动链接由于其抗极化失配和多路径效应。这些链接的应用程序需要CP天线的辐射特性,如高增益、宽带带宽,和宽带轴向比率(AR)带宽。还有其他的功能,如结构简单、低调,和越来越多的低成本汽车,飞机,火车,和其他移动车辆。有两种方法可以获得圆偏振平面阵列天线。第一种方法是使用CP天线元素数组中。然而,它遭受窄带宽(35- - - - - -41]。第二种方法是采用天线元素和子数组饲喂系统,从而导致圆偏振。连续旋转技术(SRT)是一个合适的选择来实现宽带AR在天线元素是由相同的大小和进步的阶段转变(42]。几项研究已经提出,连续喂养网络采用传统的平面阵列天线,提高基于“增大化现实”技术的带宽(43- - - - - -45]。最近,两级顺序喂养一个8×8 CP网络阵列天线,天线增益达到23.5的dBi (20.]。在本文中,一个4路网络提出了基于RGW sequential-phase喂养。然后,它扩展到满足16×16 CP阵列天线,实现最高的利益。
喂养网络64子阵天线由两层用一个2×2背腔缝隙天线。天线的几何形状和仿真结果给出了子数组的部分2。节3,连续喂养网络4×4 CP数组了。最后提出了天线的仿真结果4,最后,本文的结论部分5。
2。2×2背腔子阵列设计
图1显示了一个2×2的原理图背腔槽子阵列,与线性极化,类似于一个用于(24]。它包括三个独立的金属层,如图1(一)。在辐射层,每个槽周围是一个圆柱形谐振腔抑制表面波和其他相邻槽之间的相互耦合。在[解释24),分离E- - -H飞机天线的平面阵列的原理降低了天线的副瓣电平。因此,每个槽是倾斜的如图1 (b)。腔层是由金属针和提要四个辐射槽在同一相位和振幅,如图1 (c)。图1 (d)描绘了饲养层的子数组根据quasi-TEM RGW技术和模式,由一个耦合腔层T通过耦合槽形脊。销单胞的色散图用于子阵列如图2。它是由中科计算固有模式解决销单位细胞周期性边界条件在双方。销的尺寸选择与覆盖工作频率有一个阻带28 GHz。可以看到,对平行板的阻带销传播模式从17岁到48 GHz,并适用于使用的子数组结构。子数组的尺寸表1。图3显示了模拟反射系数周期性边界条件的子数组的CST微波工作室。子数组的阻抗带宽从25.7到30.3 GHz。
(一)
(b)
(c)
(d)
3所示。4×4 CP阵列设计
图4显示的配置4×4 CP数组。四个2×2子阵的结构包括顺序旋转位置。如图4,底层是sequential-phase网络四个输出类似于一个在20.]。为了实现端口2和3之间的相移,长度之间的差异和被选为 ,在哪里λ是天线的中心频率的波长。的端口之间的相位差4和5是通过相同的方法。此外,一个两个分支之间的相位延迟第一功率分配器是通过 。sequential-phase喂养的尺寸通过CST微波工作室网络进行了优化。连续喂养的模拟反射和传输网络如图5。很明显,反射系数从24到35 GHz−27分贝以下,和不平衡传输输出系数小于0.4 dB在整个带宽。图6给出了相位差sequential-phase喂养网络。可以看到,一个右撇子移相输出之间的明显在27.7 GHz。
模拟的基于“增大化现实”技术并获得的2×2和4×4子阵都呈现在图7。2×2子数组的AR级以上20 dB - 33 GHz的频率范围由于其线性极化。3 dB AR带宽27.2 GHz的4×4数组到30兆赫,这表明圆形辐射在这个频率范围内取得的。2×2子数组的增益低于15 dBi。通过扩大这子数组4×4数组,上面的增益增加17 dBi的最大增益19 dBi 28.7 GHz。
(一)
(b)
4所示。16×16 CP阵列天线的设计
在前一节中描述的4路功率分配器可以扩展的喂养网络16×16 CP阵列天线。呈现给网络的示意图如图8。没有足够的空间放置脊线和电源之间的分隔器4路电源分隔器紧凑集成由于空间限制。因此,喂养的天线不能放置在一个单一的网络层,它需要添加另一层底部的结构。随后,最后的阵列天线由四层。图9显示了两个给网络层的4×8数组。一个旋转的顺序给网络 ,和4路以来连续喂养网络不是旋转对称的,一个阶段的差异发生subfeeds输出之间的顶部和底部一半的整个网络。如果相同的散热器连接到网络,这将导致一个空的瞄准线的方向。
(一)
(b)
(一)
(b)
为了克服这个问题,相位差必须被删除。为了达到这个目标,一个E探针过渡设计提供1和feed-2之间匹配的脊波导线的差距在顶层底层连续喂养网络。图9显示的模拟结构E探针之间的过渡提供1和feed-2层。过渡的尺寸如图所示10。我们可以看到在图11,输入下面的转变几乎是反射系数−20 dB - 33 GHz的频率范围,和输出反射系数是−3 dB。模拟输出的不同阶段提出了过渡图所示12。可以看出,输出相位差。因此,该相位差和连续的转动引起的相位差喂养网络相互取消,和两个4路sequential-phase喂养网络兴奋在同一相位和振幅。扩大喂养16×16阵列天线网络图所示8。在底层(feed-2),给网络与8输出设计。这个喂养网络由7T结分规和激发所有耦合槽feed-2层相同的相位和振幅。一个E探针过渡是用来匹配模式的WR-28矩形波导的quasi-TEM模式脊波导的差距。提出的几何过渡如图13。
图14显示了模拟的透视图16×16 CP阵列天线与CST和基于软件模拟,比较的结果。数组的模拟反射系数如图15。春秋国旅的结果表明,模拟结果和基于很好的协议,和阻抗带宽是20%从25.8到31.7 GHz。如图16,模拟3 dB AR 30兆赫带宽从27.2到10%。模拟阵列天线的增益是绘制在图17。根据这个图,获得高于28 dBi从24.5到31.9 GHz。最大增益值是31.6 dBi发生在29 GHz。
图18显示了模拟规范化LHCP和RHCP辐射模式的天线在两个正交的平面28和29个GHz。的最大旁瓣水平天线−13.9 dB,和交叉极化水平低于−34分贝。表2介绍了几个平面CP阵列天线的结果比较。该天线具有良好的阻抗带宽和最大增益与其他天线不同的喂养机制。然而,基于“增大化现实”技术的带宽减少了常见RGW-based天线(相比20.),两级顺序给网络,而喂养网络提出天线有一个sequential-phase旋转的水平。
(一)
(b)
5。结论
摘要宽带和高增益RHCP阵列天线提出了。CP数组使用线性极化2×2子阵列基于GGW技术和采用顺序旋转RGW喂养网络。此外,4×4 CP阵列扩展到16×16阵列天线。模拟结果表明,该阻抗带宽和3 dB AR带宽分别为20%和10%,分别以最大的收获。
数据可用性
春秋国旅和基于模拟数据用于支持本研究的发现可以从相应的作者。
的利益冲突
作者宣称没有利益冲突。