加强下一代毫米波与广义频分复用多载波系统

文摘

正交频分复用(OFDM)是一种流行的多载波技术用于实现高频谱效率。它也有其他多路宽容和易于实现等优点。然而,基于OFDM的系统遭受高Peak-to-Average功率比(地表铺面)问题。由于功率放大器的非线性,高地表铺面造成重大失真传输信号的毫米波(mmWave)系统。缓解高地表铺面的问题,本文利用广义频分多路复用(GFDM),可以实现高频谱效率以及低地表铺面。在本文中,我们展示的性能GFDM使用IEEE 802.11广告多载波框架结构。IEEE 802.11广告被认为是最成功的行业标准利用无照mmWave频带。此外,本文表明使用GFDM未来标准的可行性等IEEE 802.11啊。本文研究了GFDM减少地表铺面的性能改进。基于性能结果,计算最优数量的副载波和subsymbols减少地表铺面同时最小化的比特误码率(BER)性能下降。 Moreover, transmitter side ICI (Intercarrier Interference) reduction is introduced to reduce the receiver load.

1。介绍

无线数据通信的需求逐年增加。最近,通过无线信道传输照片或电影很受欢迎,甚至4 k超高分辨率的定义(UHD)可以实时传送视频在无线频道。为了支持这种大规模的无线数据传输,超宽通道带宽实际上是必需的。在不同的候选人,毫米波(mmWave)无线通信技术是一种有前途的超宽带无线通信技术以实现multi-gigabit-per-second (multi-Gbps)超高速无线数据通信。例如,60 GHz mmWave通道的带宽2.16 GHz (1]。

在几个mmWave无线技术,本文主要侧重于60 GHz IEEE 802.11的广告,因为它是最成功的标准mmWave研究社会1,2]。然而,该方法适用于其他mmWave标准包括28个GHz和38个GHz mmWave频带(3- - - - - -6]。IEEE 802.11广告(以下简称11广告)是一种mmWave无线通信系统使用60 GHz ISM (Industry-Science-Medical)乐队。详细,57 - 66 GHz分配给60 GHz ISM波段和11个广告把这9 GHz 2.16 GHz的乐队为四通道带宽。11广告支持两种类型的传输方案,单载波(SC)和正交频分复用(OFDM)传播,和理论最大吞吐量达到7 Gbps使用OFDM传输方案。OFDM有效利用系统带宽基于(i)副载波正交性,(2)符号间干扰(ISI)缓解由于窄带特征在每个副载波。但是,使用大量的副载波并行传输增加Peak-to-Average功率比(地表铺面)[7- - - - - -9]。在60 GHz通信系统,对功率放大器的需求比这更严重的微波系统,因此高地表铺面是不可取的。为了解决这一问题主要有两种方法:(i)应用地表铺面降低OFDM技术,(2)引入新波形。

第一种方法,即地表铺面降低OFDM技术,在文献中已经被广泛的研究。这样一个地表铺面减少技术传输信号剪报10- - - - - -12]。这种方法设置一个阈值,只是剪辑高振幅。因为一些传输信号失真和干扰信号辐射的剪裁,剪信号传输之前进行过滤。其他常用的地表铺面还原技术是信号压缩。这种技术适用于非线性压缩传输信号抑制信号峰值的值(13- - - - - -15]。部分传输序列(PTS)技术(16- - - - - -18副载波分为段和调节每一块。调制后,相位旋转因子应用于每个部分序列在时域,和子分段的总和。选择映射(SLM)技术使几个OFDM调制信号在每个OFDM调制都有自己的不同阶段体重和选择最佳候选人(19- - - - - -21]。

第二种方法,即新波形设计下一代无线系统,目前已积极调查。从减少地表铺面的观点,滤波器组多载波(FBMC)是well-investigated波形22]。FBMC脉冲整形滤波器适用于每一个副载波。滤波器组结构可以适应剪裁技术(23,24]。但是因为剪裁技术诱发不仅带外辐射带内失真,系统变得更加复杂。广义频分多路复用(GFDM) [25,26)也是新波形的候选人之一,它可以有效地减少地表铺面使用更简单的方法。GFDM可以灵活配置的符号结构;也就是说,副载波的数量可以通过引入时域切片进行配置。自从GFDM可以单载波和多载波传输的特点,可以实现低地表铺面和高频谱效率同时通过应用适当的配置。

本文关注GFDM并提出GFDM框架设计11广告完全符合标准。拟议的框架结构的有效性是通过密集的数值模拟。基于地表铺面和比特误码率(BER)仿真结果,确定最佳GFDM配置11广告系统。GFDM的计算复杂性进行了分析,提出了一种低复杂度调制器/解调器。使用本文提出的方案的性能目前多载波mmWave标准可以提高吞吐量的回程等各种mmWave系统视距(LOS),在洛杉矶fronthaul,接入网络在洛杉矶和non-LOS仿真结果)。

剩下的部分组织如下。部分2解释了OFDM和GFDM简要介绍了OFDM 11广告结构。部分3提出了一种新的11广告GFDM框架结构。部分4介绍了一种新颖的低复杂度GFDM干扰消除器。地表铺面和误码率比较部分所示5。部分6分析了调制/解调的计算复杂度的架构。最后,结论和未来的工作提供了部分7。

2。系统概述

在本节中,我们首先讨论OFDM和GFDM符号结构,然后描述公元11 OFDM系统架构。

2.1。OFDM的概述

OFDM是一种著名的多载波传输方案(27- - - - - -31日]。人们普遍采用几种无线系统包括数字地面电视广播、LTE(长期演进),和IEEE 802.11 a / g / n / ac /广告。自并行利用许多副载波OFDM传输信号,每个副载波带宽变得狭窄,因此三军情报局是减轻。此外,由于FFT(快速傅里叶变换)算法在OFDM结构,计算和实现成本可以降低。

OFDM传输符号的数学表达式如下; 在哪里传输的象征吗th时间样本和和副载波索引和副载波的总数,分别。在(1)是QAM(正交振幅调制)调制符号的传播副载波。方程(1)描述的并行传输调制符号()使用副载波正交。请注意,(1)相当于IDFT的定义(离散傅里叶逆变换),因此传输数据符号(1)可以改写如下: 在哪里是一个原始的根的团结。和分别代表转置和共轭转置。图1地图显示了如何调制时频资源网格在OFDM符号。

在接收端,接收信号可以用DFT解调的操作。

2.2。概述GFDM

顾名思义,GFDM概括了多载波调制方案,SC和OFDM,通过控制系统设计参数。在GFDM,时频资源网格分割在两个频率和时间域。QAM调制符号在每个时频资源映射块。图2显示了映射GFDM的插图和代表副载波和subsymbols数量的数量,分别。每个资源块采样点。因此,如果满意,传输的数据量与GFDM将相当于与OFDM的传输数据量在相同符号持续时间相同的带宽。为了确定每个资源块,脉冲整形滤波器。

GFDM传输信号的数学表达式如下: 在哪里代表卷积操作。在(3),脉冲整形滤波器的吗时间改变。模操作(3)相当于尾巴咬过程使滤波器卷积循环(32]。下面列举GFDM调制过程也显示在图3。(1)符号序列分为并行块,每个包含QAM调制符号。(2)QAM调制符号upsampled是一个因素吗。(3)脉冲整形滤波器应用和subsymbols归结为时间域。(4)过滤符号upconverted到相应的副载波频率。(5)总结所有符号。

在的情况下和矩形脉冲整形滤波器(3)降低(1)。在的情况下,(3)相当于SC传播。由于这个原因,这个方案和GFDM表示。

方程(3)可以重写为一个线性方程。矩阵和向量如下: 在操作代表了阿达玛的产品。

本文假设接收机采用相关性检测器。通过乘以相关接收机实现收到GFDM符号。自包含为每个副载波上转换词,downconversion可以通过执行操作。图4显示了规范化的绝对值。如图,载波间干扰(ICI)出现由于副载波的非正交性。

2.3。WiGig / IEEE 802.11广告OFDM帧结构

公元11 OFDM帧由五个字段中定义的标准,也就是说,短期培训领域(31),信道估计领域(CEF),标题,OFDM符号,和可选的培训领域。由于头和可选的培训领域不影响性能,这些字段被忽略。

该算法用于载波频率偏移(CFO)估计和自动增益控制(AGC)配置。首席财务官补偿和自动增益控制后,传播渠道估计使用的英语。这两个字段使用戈利互补序列转变BPSK调制(33]。图5显示控制的算法和欧共体语言教学大纲的结构PHY(控制信号传输),SC PHY和OFDM体育。

和在图5代表128位戈利互补序列。和不是512位戈利互补序列;然而它们的连接构造和。公元11接收方可以区分每一帧由于底座和欧共体语言教学大纲的区别。最后一个在算法表示的算法或欧共体语言教学大纲的起点。

OFDM符号遵循这些序文字段。OFDM符号的数量在一个数据包根据不同传输数据和MCS(调制和编码方案)。表1显示了重要参数配置和相应的值11广告OFDM。本文提出GFDM框架结构11广告基于这些参数。

3所示。GFDM IEEE 802.11广告系统

GFDM有潜力减少地表铺面同时实现高吞吐量性能。然而,为了利用GFDM 11个广告,传输系统必须符合标准。本节提出了GFDM谱和飞行员的设计符号。

3.1。GFDM直流零和保护带的设计

如果没有约束,多载波传输系统使用的整个带宽通过将多个副载波。但是如果“传输系统”被认为是,直流副载波和保护带副载波被无效避免直流偏置和其他渠道或其他系统的干扰。基于表1GFDM传输系统11广告设计。

由于GFDM使用少量的副载波减少地表铺面,OFDM的比那副载波带宽变大。在OFDM的情况下,直流调零和保护带插入只是设置0到相应的副载波。在GFDM的情况下,这种方法导致频率资源的浪费。图6显示了传统直流调零和保护带的频谱插入的情况。由于副载波间距在本例中是330 MHz (2640 MHz / 8),直流零很广,因此微调的守卫乐队是不可能的。此外,额外的保护带插入是必需的,因为这个频谱11广告不能满足要求。因此,频率资源浪费。

本文提出了副载波上移/降低速度方法,避免资源的浪费。如图3在最后一部分,GFDM调制上转换模块。通过引入额外的频率移动块,宽直流零可以缩小。可以通过降低速度较低的一边()和上移较高的一边()。图7展示了这一过程的结果。从这个数字明显,直流零减少。此外,这个频率变化使保护频带的微调。

在OFDM的情况下,保护带副载波是157;因此GFDM系统应该采用相对应的等效带宽保护频带。相对应的带宽保护带的数量和保护带副载波GFDM计算如下: 在哪里和相对应的带宽保护带和保护带的数量为GFDM副载波,分别。操作代表了舍入功能。拟议中的11广告GFDM系统使用这些值。

GFDM调制矩阵的数学表达式,,包括频率变化如下所示: 在哪里是函数返回参数的符号标志。频移。

3.2。GFDM飞行员符号设计

在11广告OFDM PHY,飞行员符号映射到特定的副载波在所有时间。飞行员符号用于在接收机端derotation阶段。飞行员符号必须插入自收到信号无法解调相位旋转的存在下。然而GFDM而言,如果飞行员符号是传播使用特定的副载波在所有时间,这导致浪费资源由于宽副载波带宽。介绍了一种分散飞行员在LTE结构类似于一个包。图8显示的时频网格GFDM象征。黄色象征代表了飞行员的象征。飞行员符号的数量是16一样(OFDM)和副载波映射到最低和最高的副载波曲折的方式来避免ICI的影响。时域间距是被广泛分散。相位跟踪性能图所示9。上面的图对应于OFDM和情节对应GFDM越低。正如所料,这两个结果之间没有显著差异。

4所示。信道间干扰消除

节中描述2.2,收到GFDM可以通过乘法解调的象征。然而,如图4,ICI的影响是显著的,它降低了比特误码率(BER)性能。GFDM ICI削减方案研究和算法命名为双面串行干扰消除(DSIC) [34显示了良好的性能结果。然而,这ICI削减计划影响通道均衡误差和噪声影响。此外,这里特别块减少是必需的,因为这里估计完成每副载波。这种复杂性来自于假设这里应该减轻在接收机端。的ICI GFDM在OFDM是完全不同的问题。GFDM的ICI自干扰出现由于副载波非正交性。因此,发射机应该能够估计无线传输前的ICI值没有任何噪音的影响。本文介绍了发射机GFDM ICI削减计划。拟议的ICI减少块如图所示10。

和是原来的QAM调制符号和ICI减去符号,分别。此外,迭代计算需要为了有效减少ICI的影响因为ICI减法导致另一个ICI。这个ICI减少块构造GFDM调制器,GFDM解调器和加法器。根据这一事实的设备GFDM应该调制器和解调器,这个ICI减少块不需要特殊的额外的块。

5。模拟研究

5.1。推导和为提高性能

正如前面提出的11广告GFDM系统性能评估地表铺面和误码率。仿真参数表中提供2。第二项的循环前缀符号长度调整时。对于简单的推导,GFDM副载波和subsymbols派生()-GFDM以后。

5.1.1。地表铺面的比较

图11显示了互补累积分布函数(CCDF)地表铺面。这个模拟假设正交相移编码传输和转出的因素。虽然地表铺面值改变时,如果有其他调制方案,相对论是没有改变。在地表铺面的观点,()-GFDM达到最佳性能由于小数量的副载波。然而,在这种情况下,保护带副载波是1;也就是说,。因此,有效的副载波数量只有两个。这意味着一个(只能传输)-GFDM象征符号。让事情的价值,它包含飞行员符号。因此,()-GFDM只能传输240数据与一个GFDM象征符号。因此()-GFDM降低吞吐量性能。另一方面,在()-GFDM和()-GFDM情况下,他们仍然显示地表铺面性能好。从吞吐量的角度来看,324年和240年数据符号可以传播使用()-GFDM和()-GFDM,分别。因此()-GFDM可以实现最佳的地表铺面性能,同时保持吞吐量性能。如果没有保护带插入,很明显,所有配置和之间的吞吐量性能一样可以提高地表铺面性能减少副载波的数量。因此只有从地表铺面的观点,SC是最好的解决方案。然而,SC强烈受到多路径效应的影响。基于这些问题,本文得出结论,()-GFDM是最好的为了维持高吞吐量以及地表铺面性能好。以后,绩效评估是()-GFDM。

图12显示地表铺面依赖碾轧的因素。如图12,16 qam和64 qam显示无显著差异,而正交相移编码显示了显著的性能改进。如果被认为是,地表铺面性能达到的性能()-GFDM。

5.1.2中。误码性能比较

图13比较OFDM的误码性能和几种GFDM配置系统的环境。如图13没有显著差异,误码率值不同的迭代。两个迭代足以实现最佳性能。此外,OFDM和GFDM显示类似的BER性能最好的情况。这些性能结果表明()-GFDM可以减少地表铺面3 dB在不影响系统吞吐量。

图14在仿真结果环境中显示了误码性能。可以看出GFDM明显优于OFDM系统。这是因为通道均衡误差效应越来越占主导地位的仿真结果的条件。这个错误造成的频率选择性。由于OFDM使用窄带副载波,这种效应会降低BER性能。另一方面,GFDM相对更健壮的这种效果是因为副载波的宽的带宽。

6。计算复杂度

理论上,GFDM调制和解调可以实现通过简单地乘以调制矩阵节中描述2.2。但是这个简单的方法需要计算成本高,也就是说,大量复杂的乘法。此外,构建调制矩阵也需要较高的计算成本,因为它是由复杂的阿达玛的产品矩阵。为了减少复杂的乘法,调制和解调模块应该重新配置,以便可以使用FFT。方程(3)可以改写如下: 在哪里IDFT的。自,成为循环重复序列。方程(7)表明,可以用IDFT计算和总结过滤序列。的总数,涉及复杂的乘法GFDM调制器。

同样,GFDM解调可以描述如下:

因此,所涉及的复杂的乘法的总数GFDM解调器。

修改后的调制和解调模块根据这些方程是如图15。

最初,矩阵乘法的计算成本。因此,这种调制/解调模块的计算成本为。因此,拟议的结构可以减少大约83%的计算成本。在[36),该GFDM收发器架构不能应用FFT /传输线块。相比之下,我们的建议的体系结构可以利用FFT /传输线块,它可以大大降低计算成本。

7所示。结论和未来的工作

本研究调查方法GFDM适应最成功的一个标准,也就是说,IEEE 802.11广告。这表明该GFDM框架结构是完全符合现有的IEEE 802.11广告。此外,本研究扩展了ICI减少技术适用于IEEE 802.11无线系统。强化绩效评估结果摘要显示,()-GFDM可以同时实现良好的地表铺面和吞吐量性能。提出有效GFDM调制/解调块可以减少计算成本约83%。该方法适用于其他mmWave标准IEEE 802.11 ay和5 g mmWave蜂窝网络。

作为一个未来的研究方向,有可能进行更密集的绩效评估考虑到无线电频率(RF)障碍包括功率放大器非线性,智商不平衡,相位噪声等等。

相互竞争的利益

作者宣称没有利益冲突。

确认

这项工作是由英特尔新一代和标准(上天)基金和韩国国家研究基金会(NRF韩)授予2016 r1c1b1015406。

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