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有源和无源电子元件
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有源和无源电子元件/2011/文章

研究文章|开放获取

体积 2011 |物品ID 391642 | https://doi.org/10.1155/2011/391642

Bhartendu Chaturvedi, Sudhanshu Maheshwari, "最小元件计数的电流模式双四滤波器",有源和无源电子元件, 卷。2011, 物品ID391642, 7. 页面, 2011。 https://doi.org/10.1155/2011/391642

最小元件计数的电流模式双四滤波器

巴特恩杜·查图维迪1.和 Sudhanshu Maheshwari1.

1.阿莫大学正华工程技术学院电子工程系，印度阿里格尔202002

学术编辑器:中情局汗
收到了 2011年1月26日
认可的 2011年4月28日
出版 2011年6月28日

摘要

提出了一种采用差分电压电流输送器(DVCC)和四个无源元件组成的一输入三输出电流型双二次型滤波器。该电路可以在不改变电路拓扑结构和无源元件的情况下同时实现低通、带通和高通滤波器功能。该电路具有良好的频率性能和较低的灵敏度。PSPICE模拟使用0.5μ给出了m个CMOS参数，验证了该电路的有效性。该电路以电流缓冲器的形式适当地结合了电流传感元件，为电流模式滤波提供了一种简单而新颖的解决方案。

1.介绍

与电压模式电路相比，电流模式电路具有更宽的带宽、更高的线性度、更高的转换速率、更宽的动态范围、简单的电路和更低的功耗等潜在优势，因此受到了广泛的关注[1.–3.]电流模式模拟信号滤波在最近也受到了很多关注。因此，文献中报道了几种使用电流传送器的多功能或通用双二次滤波器[4.–36]．最近，CDTA也被用于电流模式滤波应用[5.]．电路在[6.]实现了三种基本滤波功能，所有器件均接地。电路(7.]基于无源元件的最小数量。另一种电流模式工作仅采用CFOA形式的一个有源元件[8.]．此外，还报道了一种使用两个cdba的多功能过滤器[9]．当前模式滤波器[17得益于高输出阻抗和接地元件的使用。一种有源元件也被合并为实现滤波电路的潜在候选元件是差分电压电流输送器[10,11,17–19,25,26]．基于DVCC的作品呈现了一个KHN biquad [10,11是受益于高输出阻抗输出。

本文提出了一种新的采用接地元件的二阶电流模式滤波器电路。该电路使用了实现二阶传递函数所需的最小元件数。三种传递函数可同时使用，无需任何电路修改。此外，使用接地元件的电路具有良好的性能从制造的角度来看，icial。还给出了非理想研究和寄生效应。使用PSPICE对新电路进行了验证。PSPICE是验证基于有源元件的新电路的强大工具，它不是商用的，就是使用现有IC实现的不是很经济。

2.提出了电路

2．1．电路的描述

差分电压电流传送器（DVCC）的符号和CMOS实现如图所示1.和2.，和，其特征为以下端口关系: = 1. − 2. , 1. = 2. = 0 , + = + 。 ( 1. ) 提出了一种新的电流模式双二次滤波器，该滤波器具有一个输入端和三个输出端，两个接地电阻器和两个接地电容器。给定电路可以同时实现标准滤波器功能：低通、带通和高通，而无需更换无源元件。给定电路使用一个DVCC、两个接地电阻器和两个接地电容器。仅使用接地元件尤其吸引人集成电路的实现。


图1
Z DVCC的标志有两个+舞台。

图2
Z DVCC的CMOS双通道实现+舞台。
2．2.电路分析

所提出的电路图3.使用(1.）.传递函数可以表示为 L P 我 N = − 1. / 1. 2. 1. 2. 2. + 1. / 2. 2. − 1. / 2. 1. + 1. / 1. 1. + 1. / 1. 2. 1. 2. , B P 我 N = − / 1. 1. 2. + 1. / 2. 2. − 1. / 2. 1. + 1. / 1. 1. + 1. / 1. 2. 1. 2. , H P 我 N = 2. + 1. / 2. 2. − 1. / 2. 1. 2. + 1. / 2. 2. − 1. / 2. 1. + 1. / 1. 1. + 1. / 1. 2. 1. 2. = 2. 2. + 1. / 2. + 1. / 1. 2. 2. F o R 1. = 2. 。 = ( 2. ) 从(2.)，可以看出，低通响应是从 L P ，则可得到一个带通响应 B P ，则得到高通响应 H P 条件下 1. = 2. = 。


图3
提出电流模式双四滤波器。

在低通和带通响应中，共振角频率 0 质量因素 是由 0 = 1. 1. 2. 1. 2. , √ = 1. 2. 1. 2. 1. 1. − 1. 2. + 2. 2. 。 ( 3. ) 可以进一步指出，对于高通响应，电阻匹配为 1. = 2. = ，所以是共振角频率 0 质量因素 其中(3.)成为 0 = 1. 1. 1. 2. , ( 4. ) = 1. 2. 。 ( 5. ) 给出了高通增益、低通增益和带通增益 H P = 1. ; L P = 1. ; B P = 2. 2. 2. 2. + 1. 1. − 2. 1. 。 ( 6. ) 在(6.)，高通增益和低通增益是统一的，等电阻设计的带通增益也是统一的。滤波器参数灵敏度图(3.)对所提出的电路进行了分析。所有元件的极频灵敏度为0.5量级 0 1. = 0 2. = 0 1. = 0 2. 1. = − 2. 。 ( 7. ) 极, 电阻和电容元件的灵敏度分别为 1. = 2. 2. − 1. 2. − 1. 1. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 2. , 2. = 1. 2. + 1. 1. − 2. 2. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 2. , 1. = 1. 2. + 2. 2. − 1. 1. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 2. , 2. = 1. 1. − 2. 2. − 1. 2. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 2. 。 ( 8. ) 对于等容电阻设计，电极灵敏度- 电阻性和电容性元件在大小上就不统一了。值得注意的是，一种新的有源元件，即电流反向跨导放大器(CBTA)，最近已用于电流和电压模式滤波应用[33]．最近的工作包括使用单有源元件和仅接地无源元件的单输入三输出电流型通用滤波器。该电路还具有较低的有源和无源灵敏度。基于cbta的新工作使用了多达22个晶体管和一个浮动电流源，与仅使用10个晶体管和没有电流源的电路相比，这是很麻烦的实现。因此，新提出的电路比最近的新工作简单得多[33]．

3.非理想性与寄生研究

３．１．不理想的分析

考虑到DVCC的跟踪误差，DVCC的终端电压和电流的关系可以改写为 = 1. 1. − 2. 2. , 1. = 2. = 0 , 1. + = + 1. , 2. + = + 2. 。 ( 9 ) 在这里, 1. 和 2. 电压转移收益来自哪里 1. 和 2. 终端，分别到 终端和 1. DVCC目前的转移收益来自哪里 来 1. + 航空站 2. DVCC目前的转移收益来自于 来 2. + 终端。上述转移增益偏离统一的电压和电流转移误差，这是相当小的和技术依赖。而且，转移增益不是实数，实际上是与可用频率有一个上界的频率相关的。

图1的电流模式双二次滤波器3.使用(9)（非理想特征方程），因此传递函数变为 L P 我 N = − 1. 2. 1. 2. 1. 2. 2. 1. + 2. 2. − 1. 1. 2. 1. + 2. 2. 1. 1. + 2. 2. 1. 2. 1. 2. , B P 我 N = − 1. 2. 1. 1. 2. 1. + 2. 2. − 1. 1. 2. 1. + 2. 2. 1. 1. + 2. 2. 1. 2. 1. 2. , H P 我 N = 2. 1. + 2. 2. − 1. 1. 2. 1. 2. 1. + 2. 2. − 1. 1. 2. 1. + 2. 2. 1. 1. + 2. 2. 1. 2. 1. 2. , ( 1. 0 ) 在哪里 1. 和 2. DVCC的电压转移增益来自于 1. 和 2. 终端的 终端,分别 1. DVCC目前的转移收益来自哪里 来 1. + 航空站 2. DVCC目前的转移收益来自于 来 2. + 终端。方程(10)分别给出了具有DVCC非理想的二阶低通滤波器、带通滤波器和高通滤波器的传递函数。值得注意的是(10)减少为(2.) = = 1. ( = 1. , 2. ）.

共振角频率 0 和质量的因素 用非理想得到 0 = 2. 2. 1. 2. 1. 2. , ( 1. 1. ) √ = 2. 2. 1. 2. 1. 2. 1. 1. − 1. 1. 1. 2. + 2. 2. 2. 2. , ( 1. 2. ) 在哪里 1. 和 2. DVCC的电压转移增益来自于 1. 和 2. 终端的 终端,分别 1. DVCC目前的转移收益来自哪里 来 1. + 航空站 2. DVCC目前的转移收益来自于 来 2. + 终端。需要进一步指出的是(11)减少为(4.)及(12)减少为(5.) = = 1. ( = 1. , 2. ）.

所有元件的主动式和被动式极点频率灵敏度为0.5个量级 0 2. = 0 2. = − 0 1. = − 0 2. = − 0 1. = − 0 2. = 1. 2. 。 ( 1. 3. ) 极, 有源和无源元件的灵敏度为 1. = 1. 2. 2. 2. 2. 2. − 1. 1. 1. 2. − 1. 1. 2. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 1. 1. 2. , 2. = 1. 2. 1. 1. 1. 2. − 2. 2. 2. 2. + 1. 1. 2. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 1. 1. 2. , 1. = 1. 2. 2. 2. 2. 2. + 1. 1. 1. 2. − 1. 1. 2. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 1. 1. 2. , 2. = 1. 2. 1. 1. − 2. 2. 2. 2. − 1. 1. 1. 2. 2. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 1. 1. 2. , 1. = 1. = 1. 1. 1. 2. 2. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 1. 1. 2. , 2. = 2. = 1. 2. 1. 1. − 2. 2. 2. 2. − 1. 1. 1. 2. 2. 2. 2. 2. + 1. 1. − 1. 1. 1. 2. , ( 1. 4. ) 在哪里 1. 和 2. DVCC的电压转移增益来自于 1. 和 2. 终端的 终端,分别 1. DVCC目前的转移收益来自哪里 来 1. + 终点站，以及 2. DVCC目前的转移收益来自于 来 2. + 终端。对于等电容和电阻设计，电极的灵敏度- 主动元素和被动元素在数量上是统一的。

3.2.DVCC寄生虫的影响

与第二代电流输送机(CCII)类似，DVCC具有较小的寄生电阻 港 及高输出阻抗( / / 在港口 。随着 DVCC的端接一个电阻，寄生电阻在 DVCC的终端 ( ) 可以作为主电阻的一部分被吸收。的价值 1. 更小，那么外部电阻呢 ( 1. ) ,所以杆- - - - - -ωo所提出的电路的二阶电流模式双四滤波器不会受到影响。在端口电容的影响 和 的DVCC也是可以忽略的，因为这些电容器是相当小的(和过程依赖于外部电容器)相比。但是，寄生后电容器的有效值如下: 1. ( E ff E C T 我 v E ) = 1. + 2. + + 2. , 2. ( E ff E C T 我 v E ) = 2. + 1. + 1. + 。 ( 1. 5. )

从(15)很明显，寄生电容与外部电容并联，从而确保了对设计值进行预失真的可能性。因此，可以得出结论，电路不会受到寄生电容和电容的不利影响 终端电阻。这将在下一节得到进一步确认。

３．３．输出电流传感

接下来可以论证输出电流是通过无源元件的。此外，阻抗水平也可能不是理想的，甚至与频率有关(当输出通过电容器时)。可采用电流跟随器形式的附加电流传感元件来实现这一目的。众所周知，电流输送机本身可以用来实现精确的电流跟随器。这将确保高阻抗电流输出，但代价是无源组件不接地。所有这些问题都很明显，但考虑到所提出的电路拓扑的简单性，这可能不会被视为所提出工作的缺点。其他可用的工作也存在类似的电流传感问题[32]与其他许多实际显示高阻抗输出滤波器功能的滤波器相比[17,30.,34]．正如已经指出的，当前的追随者很容易实现使用DVCC本身，利用 和 分别作为输入和输出(接地) 终端)。电流跟随电路如图所示4.为了完整性。数字4(一)实现一个积极的电流跟随，而图4 (b)实现负(逆变)电流跟随器。电流跟随器的使用将使无源器件实际上接地而不是物理接地。

(一)
(一)
(b)
(b)
图4
采用DVCC的电流跟随电路(a)逆变(b)不逆变。

4.模拟结果

利用DVCC的CMOS实现实现了PSPICE仿真μ3级MOSFET参数也在算法中列出1.和表1.使用的电源电压为±2.5 V和 B B =−1.6 V。提出的二阶电流模式双四滤波器电路(图3.)电路设计采用 = 1. , = 9 。 7. MHz: 1. = 2. = 10 pF, 1. = 2. = 2 KΩ。仿真谐振频率与设计谐振频率相同。电耗为4.9 mW。二阶电流模式双四极管的仿真结果如图所示5.图9。数字5.显示所有三个响应（高通响应、低通响应和带通响应）的模拟增益图。图6.显示振幅为140的低通模拟瞬态输出 μ输入为9.7时的峰对峰 兆赫。图7.显示了幅值为180的带通的模拟瞬态输出μ输入为9.7时的峰对峰 兆赫。图8.给出振幅为240的高通仿真瞬态输出μ在9.7兆赫兹输入时，一个峰对一个峰。1 GHz频率高通函数的输出波形也如图所示9。可以看出，理论和模拟结果是一致的。考虑到操作频率，所提议的电路的所有输出的T.H.D.在2%以内，这是很低的。
晶体管 W(μ米) L(μ米)
M1，M2，M3，M4 1．6 1.
M5, M6 8. 1.
M7、M8 M9 20. 1.
M10, M11公路 29 1.
M12 M13, M14 90 1.
表1
纵横比。

NMOS:
Level =3 uo =460.5 tox = 1.0e-8 tpg =1 vto = 0.62
JS = 1.8 e-6 XJ =。15E-6 RS=417 RSH=2.73 LD=0.04E-6
ETA=0 VMAX=130E3 NSUB=1.71E17
Pb =0.761 =0.905 =0.129 =0.69
KAPPA=0.1 AF=1 WD=0.11E-6 CJ=76.4E-5 MJ=0.357
Cjsw = 5.68e-10 mjsw =0.302 cgso =1.3 8e-10
CGDO = 1.38平台以及CGBO = 3.45平台以及KF = 3.07即使
δ=。NFS = 1.2 e11
管理办公室:
水平=3 uo =100 tox = 1.0e-8 tpg =1 vto =-0.58
JS =。3.8.E-6 XJ=0.1E-6 RS=866 RSH=1.81 LD=0.03E-6
nsub = 2.08e17 pb =0.991
=0.905 theta =0.120 gamma =0.76 kappa =2
Af =1 wd = 0.14e-6 cj = 85e-5 mj =0.429
CJSW=4.67E-10 MJSW=0.631 CGSO=1.38E-10
CGDO=1.38E-10 CGBO=3.45E-10 KF=1.08E-29
增量=0.81 NFS=0.52E11
算法1
用于仿真的模型参数。


图5
以dB表示的增益图显示了所有三种响应。

图6
9.7正弦输入的低通输出 兆赫。

图7
9.7 MHz的正弦输入带通输出。

图8
9.7 MHz正弦输入的高通输出

图9
1 GHz高通输出。

5.结论

提出了一种新的二阶电流型有源滤波器。它非常简单，包含实现二阶传递函数所需的最小分量。三种类型的传递函数同时可用，无需任何电路修改。然而，由于电路简单， 和 不能独立调节。这种新电路适用于高频工作。PSPICE模拟使用0.5μm CMOS参数验证了该电路的有效性和实用性。

承认

作者感谢编辑Iqbal A. Khan教授让这篇论文得到了及时的审查并推荐了这篇论文。

工具书类

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