在电气领域中,线是由电压<我nline-formula>
V
在其终端和电流<我nline-formula>
我
流经它。这两个电阻的数量挂钩<我nline-formula>
R
如图所示,由方程(
1 )和(
2 )。在热领域,线的特点是它的绝对温度<我nline-formula>
T
其热能力<我nline-formula>
C
TH
和热导率<我nline-formula>
θ
从线到环境,这被认为是在均匀温度<我nline-formula>
T
一个
。热导率<我nline-formula>
θ
包括(我)沿固体热传导悬挂元素,(ii)传导和对流通过周围的液体,和(3)辐射。我们会考虑这两个<我nline-formula>
R
和<我nline-formula>
θ
是与温度有关的量,而<我nline-formula>
C
TH
将被视为常数。热量平衡线身体需要
(4)
C
TH
d
T
d
t
=
W
−
θ
T
−
T
一个
,
在哪里<我nline-formula>
W
是总加热电流的功率耗散,简单的
(5)
W
=
V
·
我
。
为了计算波动的影响<我nline-formula>
我
e
和<我nline-formula>
δ
R
e
,方便使用的小信号分析线在一个静态操作点(直流组件)。然后,我们可以写
(6)
V
=
V
0
+
v
,
我
=
我
0
+
我
,
T
=
T
0
+
δ
T
,
W
=
W
0
+
w
,
在哪里<我nline-formula>
V
0
,<我nline-formula>
我
0
,<我nline-formula>
T
0
,<我nline-formula>
W
0
=
V
0
我
0
(OP)和定义的操作点<我nline-formula>
v
,<我nline-formula>
我
,<我nline-formula>
δ
T
,<我nline-formula>
w
周围的相应变化相机会我们使用小写字母的符号<我nline-formula>
v
,<我nline-formula>
我
,<我nline-formula>
w
因为它的惯例小小电路电路的分析。对于所有其他变化,我们使用了前缀“<我nline-formula>
δ
”。考虑到温度的依赖关系<我nline-formula>
R
和<我nline-formula>
θ
,他们的一阶近似可以写成
(7)
R
=
R
0
+
α
R
0
δ
T
+
δ
R
e
,
θ
=
θ
0
+
β
θ
0
δ
T
与
α
=
1
R
d
R
d
T
,
β
=
1
θ
d
θ
d
T
,
我们也有可能不依赖于温度的波动(<我nline-formula>
δ
R
e
)<我nline-formula>
R
。请注意,<我nline-formula>
α
是线的识别。在OP热平衡需要
(8)
W
0
=
我
0
V
0
=
θ
0
T
0
−
T
一个
。
使用上面的定义,下列方程变化在拉普拉斯域可以从方程(
4 ):
(9)
年代
C
TH
δ
T
=
w
−
β
θ
0
T
−
T
一个
δ
T
−
θ
0
δ
T
,
从中我们发现
(10)
δ
T
=
γ
年代
w
,
(11)
γ
年代
=
γ
0
1
+
年代
/
ω
g
,
(12)
γ
0
=
1
θ
0
1
+
β
T
−
T
一个
,
(13)
ω
g
=
1
C
T
H
γ
0
。
的变化,方程(
3 )和(
5 )成为
(14)
v
=
我
R
0
+
α
R
0
δ
T
+
δ
R
e
我
0
+
R
0
我
e
,
(15)
w
=
我
V
0
+
v
我
0
。
结合方程(
10 )- (
15 ),我们可以找到与初等代数的段落
(16)
v
=
我
R
0
1
+
α
V
0
我
0
γ
年代
1
−
α
R
0
我
0
2
γ
年代
+
R
0
1
−
α
R
0
我
0
2
γ
年代
我
e
+
我
0
1
−
α
R
0
我
0
2
γ
年代
δ
R
e
,
综合,可以用以下方法:
(17)
v
=
我
·
r
+
我
e
·
r
e
+
k
R
δ
R
e
,
在系数<我nline-formula>
r
,<我nline-formula>
r
e
,<我nline-formula>
k
R
依赖于复杂的频率<我nline-formula>
年代
。这种依赖可以更加具体,用的表达<我nline-formula>
γ
年代
从方程(
11 )方程(
16 )获得
(18)
r
=
R
0
1
+
α
V
0
我
0
γ
0
1
−
α
V
0
我
0
γ
0
·
1
+
年代
/
ω
z
1
+
年代
/
ω
p
,
(19)
r
e
=
R
0
1
1
−
α
V
0
我
0
γ
0
·
1
+
年代
/
ω
g
1
+
年代
/
ω
p
,
(20)
k
R
=
我
0
1
−
α
V
0
我
0
γ
0
·
1
+
年代
/
ω
g
1
+
年代
/
ω
p
,
以下介绍了角频率:
(21)
ω
z
=
ω
G
1
+
α
W
0
γ
0
,
(22)
ω
p
=
ω
G
1
−
α
W
0
γ
0
。
方程(
17 )- (
22 )可以用来描述小信号的行为。至于小信号交流阻抗的线,这是由参数<我nline-formula>
r
。它可以很容易地显示积极的识别,的大小<我nline-formula>
r
取决于频率如图
2 (b) ,<我nline-formula>
f
p
=
ω
p
/
2
π
和<我nline-formula>
f
z
=
ω
z
/
2
π
。一个等价的表达式被发现在
15 ]。
gydF4y2Ba方程(
17 )可以用来找到戴维南和诺顿表示导线的噪音。指的是数据
1(一) 和
1 (b) 很明显,我们必须更换电阻<我nline-formula>
R
年代
与复数阻抗<我nline-formula>
r
在戴维南和诺顿电路,为了正确模型的交流行为。戴维南等效电路的情况下,等效的电压源(<我nline-formula>
V
n
在图
1(一) )可以计算调零(即小信号电流通过电线终端。,我们设置<我nline-formula>
我
=
0
在方程(
17 ))。这是线有偏见的情况下恒流(零变化)。然后,戴维南等效噪声PSD的源由
(23)
年代
v
n
=
4
k
B
T
0
R
0
r
e
2
+
年代
δ
R
e
f
k
R
2
,
在哪里<我nline-formula>
年代
δ
R
e
PSD的阻力波动吗<我nline-formula>
δ
R
e
,而PSD的<我nline-formula>
我
e
被认为等于什么<我nline-formula>
4
k
B
T
0
/
R
0
预期在前面的小节。在高频率,<我nline-formula>
r
e
倾向于<我nline-formula>
R
0
,所以仅仅是热噪声电压的贡献<我nline-formula>
4
k
B
T
0
R
0
。自的复数阻抗线往往<我nline-formula>
R
0
,高频极限只是对应于计算噪声PSD使用通常的Johnson-Nyquist表达式。以非常低的频率(<我nline-formula>
f
≪
f
p
),热组件的电压PSD
(24)
年代
v
n
−
t
h
=
4
k
B
T
0
R
0
1
1
−
α
V
0
我
0
γ
0
2
。
积极的识别(<我nline-formula>
α
>
0
),分母可以零当静态加热功率的方法<我nline-formula>
W
0
=
V
0
我
0
足够大。在这种情况下,电压比高频噪声PSD可以得到更大的限制。它可以很容易地验证的低频极限方程(
24 )不配合的值通过应用Jonson-Nyquist表达式的低频极限线电阻(<我nline-formula>
r
直流
)由方程(
18 )<我nline-formula>
年代
=
0
。
gydF4y2Ba可以观察到类似的促进效应的闪烁组件,由电阻波动分量表示。在高频率,<我nline-formula>
k
R
倾向于<我nline-formula>
我
0
,这样的电压噪声只是阻力波动和偏置电流的乘积<我nline-formula>
我
0
。在低频率,这一项是受到相同因素作为热噪声。
gydF4y2Ba的噪声电压密度等效发电机模型表示的实际噪声时应将电线是有偏见的恒定电流。有趣的是注意到,趋于无穷时当的促进因素<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
往往一个。如果<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
会比一个大,极<我nline-formula>
年代
p
=
量
ω
p
分母中<我nline-formula>
r
e
和<我nline-formula>
k
R
变得积极,表示不稳定。在这些条件下,一个小变化由于噪声触发灾难性的电压的增加,导致失败。这种现象是著名的热失控。可以找到一个显著的表达式<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
当热导率<我talic>
θ我talic>被认为是独立于温度(<我nline-formula>
β
=
0
)。在这种情况下,<我nline-formula>
γ
0
=
1
/
θ
0
和<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
=
α
T
0
−
T
一个
。因此,noise-boosting因素<我nline-formula>
1
−
α
V
0
我
0
γ
0
−
1
趋于无穷时的产品电线过热<我nline-formula>
T
0
−
T
一个
的细胞之一。热失控时,本产品等于或大于1。消极的TCR,方程(
24 )预测以低频率的噪声降低<我nline-formula>
4
k
B
T
0
R
0
极限,不会热失控。
gydF4y2Ba的情况是相反诺顿等效模型。诺顿的噪声电流源模型给出了电流波动线时偏见在恒定电压。可以找到它的价值<我nline-formula>
v
=
0
在方程(
17 )和解决当前的变化<我nline-formula>
我
,找到
(25)
我
n
=
−
我
=
r
e
r
我
e
+
k
R
r
δ
R
e
。
比率<我nline-formula>
r
e
/
r
和<我nline-formula>
k
R
/
r
现在发生了极等于什么<我nline-formula>
−
ω
z
。不稳定,即。,thermal runaway, occurs when the TCR is negative. This is a well-known difference between constant-current and constant-voltage biasing. Similarly, current noise boosting at low frequency occurs only for<我nline-formula>
α
<
0
。特别是,热噪声电流的元件PSD在低频极限,可以发现从方程(
25 )是
(26)
年代
在
−
t
h
=
4
k
B
T
0
R
0
1
1
+
α
V
0
我
0
γ
0
2
,
在哪里<我nline-formula>
4
k
B
T
0
/
R
0
是伴随着PSD的高频极限电流波动<我nline-formula>
我
e
出现在方程(
1 )。
年代ec><年代ec id="sec2.3">
2.3。电热模型两种热耦合的电线
模型的元素用于对热耦合线见图
4 。
图4
电热模型的元素一双热耦合线。
热、电数量(<我nline-formula>
V
,<我nline-formula>
我
,<我nline-formula>
R
,<我nline-formula>
T
,<我nline-formula>
θ
)是重复的和额外的耦合热导率<我nline-formula>
θ
12
是礼物。在这项研究中,我们假设系统是对称的(两线对称)和偏置以这样一种方式,他们到达一个对称的OP,它被定义为以下值感兴趣的数量:
(27)
V
1
=
V
2
=
V
0
,
我
1
=
我
2
=
我
0
,
T
1
=
T
2
=
T
0
,
R
1
=
R
2
=
R
0
,
θ
1
=
θ
2
=
θ
0
。
在大多数应用程序中,热耦合的电线是有偏见的对称操作点。另一方面,两者之间的变化是不同的电线,所以总值(OP加上变化)的关键量会有所不同从一个连接到另一个。
gydF4y2Ba方程(
4 ),相关的单线,取而代之的是以下设置:
(28)
C
TH
d
T
1
d
t
=
W
1
−
θ
1
T
1
−
T
一个
−
θ
12
T
1
−
T
2
,
C
TH
d
T
2
d
t
=
W
2
−
θ
2
T
2
−
T
一个
+
θ
12
T
1
−
T
2
。
在方程(
28 由于电导)换热词<我nline-formula>
θ
12
显然是礼物。的变化和拉普拉斯变换,我们获得
(29)
年代
C
TH
δ
T
1
=
w
1
−
θ
0
+
β
θ
0
T
0
−
T
一个
δ
T
1
−
θ
12
δ
T
1
−
δ
T
2
,
年代
C
TH
δ
T
2
=
w
2
−
θ
0
+
β
θ
0
T
0
−
T
一个
δ
T
2
+
θ
12
δ
T
1
−
δ
T
2
。
电线是产生的热量被以下设置:
(30)
w
1
=
v
1
我
0
+
我
1
V
0
,
w
2
=
v
2
我
0
+
我
2
V
0
,
在方程(
14 )(欧姆定律加上Jonson-Nyquist电流波动)两个电线被以下设置:
(31)
我
1
=
V
1
R
1
−
我
e
1
,
我
2
=
V
2
R
2
−
我
e
2
,
⟺
V
1
=
我
1
R
1
+
R
1
我
e
1
,
V
2
=
我
2
R
2
+
R
2
我
e
2
,
的变化,变成了
(32)
v
1
=
我
1
R
0
+
α
R
0
我
0
δ
T
1
+
我
0
δ
R
e
1
+
R
0
我
e
1
,
v
2
=
我
2
R
0
+
α
R
0
我
0
δ
T
2
+
我
0
δ
R
e
2
+
R
0
我
e
2
。
在这一点上,它是方便的单独的所有变化成一个差模和共模组件。例如,我们将取代<我nline-formula>
v
1
和<我nline-formula>
v
2
通过<我nline-formula>
v
d
=
v
1
量
v
2
和<我nline-formula>
v
c
=
v
1
+
v
2
/
2
分别在哪里<我nline-formula>
v
d
微分组件和吗<我nline-formula>
v
c
常见的模式。在本文的其余部分,差模和共模量将显示“d”和“c”下标,分别。通过这种方式,我们可以很容易地找到解耦方程差模和共模变量。共模组件,得到的方程是相同的单线的。这是合理的,因为共模组件不打破对称,和没有温差,两个电线不互动,表现为一个单一的线。方程为微分组件只是略有不同,由于的存在<我nline-formula>
θ
12
,因此,从方程(
29日 ),我们可以推出以下微分模式方程:
(33)
年代
C
TH
δ
T
d
=
w
d
−
θ
0
+
β
θ
0
T
0
−
T
一个
δ
T
d
−
2
θ
12
δ
T
d
,
而从方程集(
30. )和(
32 ),我们发现是相同的方程(微分模式方程
14 )和(
15 ),分别为:
(34)
v
d
=
我
d
R
0
+
α
R
0
我
0
δ
T
d
+
我
0
δ
R
e
d
+
R
0
我
e
d
,
w
d
=
v
d
我
0
+
我
d
V
0
。
从方程(
33 ),我们可以找到的表达<我nline-formula>
δ
T
d
,类似于方程(
10 ):
(35)
δ
T
d
=
γ
d
年代
w
d
,
(36)
γ
d
年代
=
γ
0
d
1
+
年代
/
ω
g
d
,
(37)
γ
0
d
=
1
θ
0
1
+
β
T
0
−
T
一个
+
2
θ
12
,
(38)
ω
g
d
=
1
C
TH
γ
0
d
。
由于方程(
34 )- (
38 )正式相当于单线的方程,唯一不同的表达<我nline-formula>
γ
0
d
(替换<我nline-formula>
γ
0
),解决方案相同的形式方程(
17 ):
(39)
v
d
=
我
d
·
r
d
+
我
艾德
·
r
艾德
+
k
R
d
δ
R
e
d
,
在哪里
(40)
r
d
=
R
0
1
+
α
V
0
我
0
γ
0
d
1
−
α
V
0
我
0
γ
0
d
·
1
+
年代
/
ω
z
d
1
+
年代
/
ω
p
d
,
r
e
d
=
R
0
1
1
−
α
V
0
我
0
γ
0
d
·
1
+
年代
/
ω
g
d
1
+
年代
/
ω
p
d
,
k
R
d
=
我
0
1
−
α
V
0
我
0
γ
0
d
·
1
+
年代
/
ω
g
d
1
+
年代
/
ω
p
d
,
ω
z
d
=
ω
g
d
1
+
α
W
0
γ
0
d
,
ω
p
d
=
ω
g
d
1
−
α
W
0
γ
0
d
。
以解释的方式使用方程(
39 )在一个实际的情况下,我们可以考虑的非常常见的情况相同的恒定电流的电线是有偏见的,输出信号是电压差<我nline-formula>
v
d
=
v
1
量
v
2
。在接下来的小节中,我们将分析完整的惠斯登电桥的更复杂的情况。恒流的偏见,都<我nline-formula>
我
1
和<我nline-formula>
我
2
被迫为零,然后还吗<我nline-formula>
我
d
是零。强制条款,即,Jonson-Nyquist current fluctuations<我nline-formula>
我
e
1
和<我nline-formula>
我
e
2
和阻力波动<我nline-formula>
δ
R
e
1
和<我nline-formula>
δ
R
e
2
,分为共模和差模组件。由于线性小信号方程和方程解耦,我们可以分别计算出两种模式的影响,然后把它们加起来。共模迫使只产生共模的变化,从而影响<我nline-formula>
v
出
=
v
d
是零。因此,我们可以只关注差模条件。从方程(
39 ),<我nline-formula>
我
d
=
0
并考虑到<我nline-formula>
我
e
1
,<我nline-formula>
我
e
2
,<我nline-formula>
δ
R
e
1
,<我nline-formula>
δ
R
e
2
是独立的随机过程,我们可以发现的PSD输出电压:
(41)
年代
v
d
f
=
2
年代
我
e
f
r
e
d
2
+
2
年代
δ
R
e
k
R
d
2
,
在哪里<我nline-formula>
年代
我
e
f
=
4
k
B
T
0
/
R
0
和<我nline-formula>
年代
δ
R
e
f
的PSD Johnson-Nyquist(热)电流波动和电阻波动,每个单线的分别。再次是单线的,热的刺激效应和闪烁噪声较低频率预测如果TCR是正的。同样的加热功率(<我nline-formula>
V
0
我
0
),然后同样的过热,我们可以期待一个更小的噪音增加单线的情况下,由于存在的附加耦合项<我nline-formula>
θ
12
在<我nline-formula>
γ
0
d
相比,<我nline-formula>
γ
0
的单线。
年代ec><年代ec id="sec2.4">
2.4。噪音的惠斯通桥热耦合线对
通常,热耦合线对形成惠斯通桥相连,如图
5(一个) ,两对线由电阻对<我nline-formula>
R
1
和<我nline-formula>
R
2
和<我nline-formula>
R
3
和<我nline-formula>
R
4
。因为目标通常意义上的一个物理量,连接应以这样一种方式感兴趣的数量的影响导致了输出电压以建设性的方式。桥可以用不同的方法有偏见,这都是等价的噪声对输出电压的影响。在图的例子
5 ,这座桥是由一个直流偏置电压源<我nline-formula>
V
一个
(如电池)和一个电阻<我nline-formula>
R
B
,形成一个分压器桥电阻设置桥的工作电压<我nline-formula>
V
B
。
图5
(一)惠斯通电桥由两个热耦合线对;(b)等效电路微分模式变化。
(一)
(b)
差模等效电路的变化在图表示
5 (b) ,两对线的差动电流表示。方程(
39 ),两对线
(42)
v
d
=
我
d
·
r
d
+
我
e
d
·
r
e
d
+
k
R
d
δ
R
e
d
,
v
d
′
=
我
d
′
·
r
d
+
我
e
d
′
·
r
e
d
+
k
R
d
δ
R
e
d
′
,
与主要角色变量在哪里<我nline-formula>
v
d
′
,<我nline-formula>
我
d
′
,<我nline-formula>
我
e
d
′
,<我nline-formula>
δ
R
e
d
′
属于上层线两桥(<我nline-formula>
R
3
,<我nline-formula>
R
4
)。通过基本分析电路的图
5 (b) ,可以发现<我nline-formula>
v
d
′
=
v
d
和<我nline-formula>
我
d
′
=
量
我
d
。解决方程集(
42 ),这些关系
(43)
2
v
d
=
我
e
d
−
我
e
d
′
·
r
e
d
+
k
R
d
δ
R
e
d
−
δ
R
e
d
′
。
考虑到<我nline-formula>
我
e
d
,<我nline-formula>
我
e
d
′
,<我nline-formula>
δ
R
e
d
,<我nline-formula>
δ
R
e
d
′
可以合理地认为是独立的随机过程,回忆每一个这些量的依赖与当前波动(<我nline-formula>
我
e
)和阻力波动(<我nline-formula>
δ
R
e
)单导线的桥,我们终于可以找到
(44)
年代
v
d
f
=
年代
我
e
f
r
e
d
2
+
年代
δ
R
e
k
R
d
2
,
再次,<我nline-formula>
年代
我
e
f
=
4
k
B
T
/
R
0
。方程(
44 )表明一个惠斯通电桥的输出噪声PSD受到noise-boosting经济过热造成的影响,这种影响的特点是差模参数<我nline-formula>
r
e
d
和<我nline-formula>
k
R
d
。
年代ec><年代ec id="sec2.5">
2.5。测定的主要参数
为了利用该模型预测的输出噪声单热电线或安排热耦合的电线,有必要找到系统参数。指方程集(
18 ),它可以估计单线的所有必需的参数通过测量小信号阻抗(<我nline-formula>
r
)作为频率的函数。通过一个双线性拟合响应(一个杆,一个零)函数,可以找到<我nline-formula>
ω
p
和<我nline-formula>
ω
z
。从这两个奇点,我们可以找到<我nline-formula>
ω
g
和<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
术语。通过这四个数量,可以计算系数<我nline-formula>
r
,<我nline-formula>
r
e
,<我nline-formula>
k
R
作为频率的函数(见方程(
18 ))。测量必须由偏置线所需的相机会完成确定的数量出现在方程(
17 ),这也是必要的测量电阻波动的光谱(<我nline-formula>
年代
δ
R
e
)在不同的温度下,通过将线放在烤箱里设置所需的温度不通过自动加热,以避免提到noise-boosting效果。
gydF4y2Ba相同的热耦合参数的一组电线连接形成一个惠斯通电桥可以测量从一个频率扫描,使用电流源<我nline-formula>
我
p
如图
6(一) 。
图6
(一)模拟一个惠斯通电桥来计算差模参数;(b)等效电路微分模式变化。
(一)
(b)
源<我nline-formula>
我
p
应该零直流值和一个正弦交流分量足够小,导致只有一个小位移的桥的电流和电压的相机会因为我们已经证明,只差模组件导致桥的PSD输出,我们可以分析只差模等效电路的图
6 (b) 我们可以很容易地发现在哪里<我nline-formula>
我
d
+
我
d
′
=
我
p
。解决方程集(
42 ),这个条件和忽视噪音组件,我们得到
(45)
r
d
=
2
v
d
我
p
。
源的频率<我nline-formula>
我
p
和测量电压<我nline-formula>
v
d
,可以使用方程(
45 )计算的频率响应<我nline-formula>
r
d
的主要参数的差模模型可以确定。
年代ec>年代ec>
3所示。结果与讨论
在本节中,我们比较我们的模型的预测对那些可以从[中提出的方法获得
15 ]。比较有限的提高热噪声的因素,因为没有影响电热反馈的闪烁噪声提出了在前面的工作。
gydF4y2Ba图
7 显示了PSD的热噪声,噪声电压归一化对高频极限。注意,这个限制是相同的两个模型,等于<我nline-formula>
4
k
B
T
0
R
0
,在那里<我nline-formula>
R
0
线电阻(<我nline-formula>
V
/
我
)比在操作温度。两个曲线计算了参数的值<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
等于0.75。我们回忆起,在
15 ),噪声密度仅仅是假设<我nline-formula>
4
k
B
T
0
再保险
r
,而在该模型中,给出了PSD<我nline-formula>
4
k
B
T
0
/
R
0
r
e
2
(见方程中的热组件(
23 ))。图
7 清楚地表明,两个模型预测频率行为相似,但是噪声发生在低频率的提高显著更大的模型。
图7
计算热噪声PSD作为频率的函数,规范化的高频极限,对该模型和表达式给出文献[
15 ]。
noise-boosting因素的依赖,<我nline-formula>
年代
v
0
/
年代
v
∞
在参数<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
如图
8 两个模型。负的<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
出现负值的识别。在这两种模型,热噪声是提高在低频率<我nline-formula>
α
>
0
和减少<我nline-formula>
α
<
0
,但这种影响的程度是不同的两种情况。该模型预测的噪声增加的多<我nline-formula>
α
>
0
和更少的噪声降低<我nline-formula>
α
<
0
比模型(
15 ),噪声PSD趋于0时<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
方法1。
图8
热噪声PSD的比例在0赫兹(dc)在高频极限参数的函数<我nline-formula>
α
V
0
我
0
γ
0
,对提出的模型和模型在文献[
15 ]。
数据
7 和
8 证明该模型给出的结果明显不同于以前的模型,这使得两者之间的歧视通过噪声测量。
年代ec><年代ec id="sec4">
4所示。结论
分析提出了预测的定量方法电热反馈,造成与非零TCR自热的结合,改变了导线的噪声谱密度。热噪声和闪烁噪声都是影响过滤效果,根据识别的符号,促进或抑制了噪声密度较低的频率。这种效果已经建议在前一个工作
15 ),然而,任意假设了热噪声PSD的表达。该模型得出的热噪声PSD简单的段落,从成熟的热电流波动的特性,而且,此外,能够预测效果还在闪烁噪声谱。热耦合的方法扩展到对电线,构成核心的热传感器和流动,最近已被证明能够检测声粒子速度。在提出的模型中,过滤效果的特征是通过小信号参数,可以很容易地确定阻抗测量作为频率的函数。
gydF4y2Ba计算热PSD的执行使用该模型和前面的方法表明,两个模型产生明显不同的预测发生低频噪声修改。这应该便于识别两个模型通过噪声测量,考虑到模型参数,在这两种情况下,可以很容易地确定通过小信号阻抗测量作为频率的函数。这些实验应该有助于拓宽知识失去平衡电力系统的噪声。
年代ec>
数据可用性
使用的数据来支持本研究的结果包括在本文中。
年代ec><年代ec sec-type="COI-statement">
的利益冲突
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