IJAP 国际期刊的天线和传播 1687 - 5877 1687 - 5869 Hindawi 10.1155 / 2020/7169846 7169846 研究文章 四波段三维微波阵列环境射频能量收获 https://orcid.org/0000 - 0003 - 1703 - 5798 哈立德 法蒂玛 https://orcid.org/0000 - 0003 - 2132 - 3063 赛义德 非洲水稻中心 https://orcid.org/0000 - 0003 - 4767 - 4371 Shoaib Nosherwan https://orcid.org/0000 - 0001 - 7070 - 9187 汗 默罕默德。 https://orcid.org/0000 - 0002 - 9906 - 7277 Cheema Hammad M。 《 Herve 研究微波和毫米波研究所(rimm) 国立大学的科学和技术(社交) 伊斯兰堡 巴基斯坦 nust.edu.pk 2020年 15 5 2020年 2020年 19 01 2020年 23 03 2020年 08年 04 2020年 15 5 2020年 2020年 版权©2020法蒂玛哈立德et al。 这是一个开放的文章在知识共享归属许可下发布的,它允许无限制的使用,分布和繁殖在任何媒介,提供最初的工作是正确的引用。

提出了一种四波段、3 d挂载微波模块环境能量收集。,目的是推动物联网(物联网)节点在实际环境的环境中,一个混合方法相结合的力量,在射频和直流采用使用98 MHz调频乐队,GSM900(全球移动通信系统),GSM1800和wi - fi 2.4 GHz的乐队。双极化天线cross-dipole具有非对称槽以及中央环形结构可以多波段响应和改进匹配在三个频段越高,而一个加载单极导线天线用于调频波段越低。四个相同的多波段天线放置在一个三维立方安排,目前以功率合路器和匹配电路内部和调频天线。为了维持稳定的微波输出在不同输入功率与负载电阻,一个新颖的基于传输线的匹配网络使用封闭形式方程提出了。集成的10×10×10 厘米 3 立方体使用标准FR4基板上,微波产生一个峰值输出电压2.38 V 10−dBm输入功率。RF直流转换效率为70.28%,41.7%,33.37%,和27.69%在98 MHz, 0.9 GHz, 1.8 GHz,和2.4 GHz,分别在−6 dBm。的微波也展示一个测量转换效率31.3%−15 dBm多频声输入在周围的环境中。室内和室外的有前景的结果设置适合低功耗物联网设备供电。

 高等教育委员会,巴基斯坦 9971年 1。介绍

最近进步领域的物联网(物联网)引发了“智能”波,是家庭、办公室、工厂、汽车、制造业、交通、物流、医疗、农业和环境。数十亿的互联网使物联网节点部署在全球各地,收集、监控、和交换数据从而为终端用户提供可操作的信息。有效地推动这些节点是一个主要的挑战,很多次,他们不能连接到电网由于其操作环境和空间分布。电池,目前用于传感器节点需要不断维护,处理,难以部署和替换在遥不可及的地区。因此,无线充电的电池或电池设计完全免费的系统已成为重要的研究挑战。

能量收集提供了一个有趣的解决方案推动物联网设备的利用能源可用的自然环境。技术如太阳能、热、压电和无线电频率(RF)能量收获已成为潜在的替代品在传感器节点中启用自我维生。射频能量收获别人提供了大量的优势由于其常数可用性、规模较小,独立于环境和机械约束。能量收集的无线电频段(3000 hz - 300 GHz)可以利用低功率电子设备操作;然而,大规模部署射频能量收集系统迄今为止仍然难以捉摸。

发表的大量作品可以在射频能量收获。应用,如飞行器原型( 1),遥感节点( 2),和医疗植入物( 3)已经证明使用射频能量收获,尽管使用大型专用和控制电源。这不仅增加了整个系统的费用,也限制了应用程序的能量收获。相反从环境中获取能量来源可以真正实现“能源的”的概念,预计将减少系统成本以及提高可移植性;但是,它也引发了严重的设计挑战。

基本驱动程序获取能源是一个包括天线和微波整流。整流器之前添加一个阻抗匹配网络,以确保最大的天线和负载之间的权力交接。整个RF-DC转换效率是关键参数对微波的性能进行评估。大量的单波段、多波段和宽带微波已发表在文学。有些单波段微波实现高转换效率60%的访问;然而,他们有一个窄带响应和运行在高输入功率水平(例如,0 dBm ( 4),5 dBm ( 5),10 dBm ( 615 dBm []), 7),18 dBm ( 8),和20 dBm ( 9])。环境中电磁波的平均信号强度大约是15 -−−30 dBm,使这些设计不适合环境能量收集。因此,多波段和宽带微波是首选,这样可以收获更多的能量。例如,[ 10)提出了一种cross-dipole天线,可以获取能量从六个乐队包括数字电视和大多数通信波段;然而,它并不利用FM带。同样的,( 11美联储]使用不同缝隙天线反射器来提高增益和获取能量从三个乐队。合作设计微波,它消除了需要修改接收偶极天线的匹配网络,提出了( 12),而 13)提出了一种叠四波段微波效率高达84%。用微波与嵌入式谐波滤波器拒绝高阶谐波产生的非线性整流提出了( 14]。多波段和宽带微波设计挑战由于依赖输入和负载阻抗在多个频率和稳定的设计频率和输入功率水平极具挑战性。最上面的报道的设计表现出较高的效率窄范围的输入功率和收集能源只从一个方向。

FM频段也是由于其潜在的收获来源广泛的可用性、较低的路径损耗,和简单的电路设计。很少有出版设计,获取能量从这个乐队。参考文献( 15, 16)提出了微波在调频波段操作使用环形天线直径( 0.81 λ )和一个拉杆天线,分别。文献[ 17)展示了一种宽带调频微波收获从近23%的可用的FM带。然而,天线近的总大小 1 × 0.59 米 2 ,这是相当大的使用在小物联网应用程序。使用调频波段能量收获是有限的,由于天线尺寸大,小型化,降低它的性能而言,从环境中收集可用的能量。因此这个乐队的收割尚未成为主流。

一个重大的挑战在设计的多波段微波阻抗匹配网络。整流器是固有的非线性设备,其输入阻抗是频率的函数,输入功率和负载阻抗。因此设计一个阻抗匹配网络具有良好的性能在不同频率和输入功率是非常重要的。大多数现有的多波段微波使用集总元件匹配,这是有损的,不能实现在更高的频率。基于一些输电线路(TL)的匹配设计也被报道在文学。例如( 18)提出了双波段整流器使用输电线路操作14.2 dBm输入功率。参考文献( 19, 20.]提出四波段整流器设计操作的输入功率范围12 dBm 12 dBm和−−5 dBm,分别。所有这些设计都是对权力的操作水平高于周围的力量水平,而对于环境能量收集,功率预计将在时间和地点而异。此外,匹配网络( 18)仅为14.2 dBm功率级设计。因此,需要匹配网络的初始参数值可以使用更简单的闭型方程计算这些值,然后可以优化覆盖整个范围的环境力量的水平。此外,提出三重频带匹配网络是双重带匹配网络的延伸报道( 21),这可能只被用于两个频段。

本文三维(3 d)与小说多波段微波阻抗匹配网络。依使用四个多波段天线覆盖GSM900 GSM1800和2.4 GHz结合射频喂整流器的输出。匹配网络设计采用封闭形式方程输入功率水平低−30 dBm。一个单独的调频微波设计在98 MHz和与多波段微波集成使用直流整流器的输出组合。三重频带和调频整流器的模拟转换效率高达77%和80%,分别在−6 dBm输入功率。最好的作者的知识,提出了设计是第一个从调频(98 MHz),获取能量GSM900, GSM1800和2.4 GHz (wi - fi)同时乐队。

本文的组织结构如下:部分 2介绍了提出的能量收获在系统层面上的概念。部分 3论述了环境射频能量的调查测试环境。多波段天线设计和调频能量收获节中讨论 4。部分 5和 6讨论多波段整流器的设计和匹配网络,分别。实验结果介绍了微波测量包括室内和室外的部分 7其次是结论部分 8。

 2。系统级的概念

多个微波阵列架构已经在文学研究旨在提高收获能量。阵列微波使用射频天线输出的组合或多个整流输出的直流组合。前者,如图 1(一),增加了力量,结合之前接收到的功率整流。在这种情况下,整流器需要较大的击穿二极管来处理更多的权力( 22]。第二个配置如图 1 (b)结合所有天线的整流直流输出电压但降低了系统的效率 23]。图 1 (c)显示了一个混合配置的数组微波射频输入信号的组合和直流整流的组合信号显示更大的电压输出。

依阵列拓扑。(一)多个天线与射频组合和单一的多波段整流器。(b)多个天线单独的整流器和直流组合。(c)提出的混合拓扑。

提出微波与多波段cross-dipole天线建模为多维数据集四方和调频单极天线作为顶部悬挂结构。立方形状选择使住房的多个印刷电路板(pcb)在一个紧凑的形式以及清除可用的能量从四面八方。基于立方微波设计、混合阵列拓扑,利用射频和直流组合图中描述 1 (c)使用。多波段天线接收到的能量相结合和转移到匹配的整流器在多维数据集。单独的整流器用于多波段和FM天线和直流输出的重组。图 2显示了立方微波的内部组件。混合阵列拓扑从图 1 (c)被选为了证明的证明微波系统的概念设计,利用多个信号组合,涵盖了广泛的频谱。

三维立方体微波结构。

为了达到更高的输出直流电源,射频能量收获的新概念(EH)树。拟议的立方微波模块将作为单元的积分是树。更大的微波的一部分,即。,the调频一个ntenna, can be easily integrated with the supposed branches of the tree while the multiband antennas will act as leaves (see Figure 3)。收获电压可以转移到树的中心通过调频天线。设计还介绍了两个级别的直流组合:(1)直流电源的组合从调频和多波段微波(如图 1 (c))和(2)的组合来自多个微波的直流电源模块上的树结构。能源获取的概念可以扩展到包括任何频率包括我带在低端和更高的频段。调频,我和广播乐队都是潜在的能源,但是他们的使用是有限的,由于大型天线在这些频率大小。树结构提供了一种理想的方式来利用这种大型天线能量收集系统。设计方法类似于现有的原型是树,它利用太阳能和风能作为一种绿色和可持续能源( 24, 25]。设计模拟光合作用的过程,它可以被看作是大自然的能量收获机制燃料是创建并从树叶转移到其他的树。系统的目标是收获最大的能量从环境中,而结构本身应该融入地形出现几乎看不见。

能量收集系统的概念图。

 3所示。环境射频能量的调查

分析周围的能量密度在一个地区是一项复杂的任务,因为它取决于射频源的距离,他们的传播力量,这些来源的数量和分布以及地形。准确估计的功率密度要求从实验测量获得的确切路径损耗模型或分析模型。这就是为什么没有环境存在能量密度计算的一般解。因此,电力测量多个位置所需的面积和随后的平均结果是最可行的解决方案,并采用这项工作。环境射频进行实地测量在这个工作是一个延续的测试执行( 26]。

3.1。方法和测试设置

环境射频测量在多个位置进行了大学校园,而在于semiurban环境。图 4显示的一般测试设置而地板计划室内和室外测量站点,测量射频源的位置和分布就像最近的通信塔,和wi - fi路由器如图 5。选择室内测点在不同地区的建筑像实验室和休息室。户外测量进行了在不同校园周围的理由以及在校园里阶地。在一起,所有的计量点都位于近1公里的半径。尽管许多细胞和广播出现在附近更广泛的来源,最接近细胞塔位于约0.3公里,最近的调频源近6.2公里距离测量面积,绘制出图 5。多个无线源建筑内部也存在。用于环境能量测量的设备包括一个便携式频谱分析仪和一组宽带全向鞭天线几兆赫兹的频率范围2.7 GHz。为每个位置测量数据,计算每个频带的平均功率密度。天线功率因数和电缆损失deembedded的测量。散布在多个测量试验几天确保数据可重复性。因为周围的功率是不与时间常数和变化,存在活跃的设备附近,收集到的数据的标准差均值也计算。

测量设置。

测试网站的地板计划与最近的能量收集来源(距离是不现实的,按比例缩小以适应图像)。

射频实地调查的结果在图所示 6,而表 1总结了室内与室外的可用功率水平来自不同来源的标准频率范围。上行和下行乐队用属下DTx,分别可用的环境中发现的 (1) W 我 = 一个 e P T , 在哪里 W 我 和 P T 是入射波的功率密度和权力交付给频谱分析仪,分别和 一个 e 是有效的天线孔径。最大可用功率值记录60 dBm和10−−dBm之间平均15 - 30 dBm−−之间的环境价值观。

semiurban环境环境峰值功率与频率。

峰环境功率测量。

频带/范围(MHz) 最大可用功率/功率密度 标准偏差( σ )
室内 户外
P T W 我 P T W 我
dBm μ W / 米 2 dBm μ W / 米 2
调频(88 - 108) −45 0.0095 −29.56 0.332 2.098
广播(150 - 600) −54 0.00497 −27.58 2.18 5.659
GSM900联合技术(860 - 915) −28.41 34.5 −8.991 300年 18.48
DTx(925 - 960) −37.5 5.91 −19.87 290年 11.16
GSM1800联合技术(1710 - 1785) −60.1 0.091 −43.3 4.37 7.385
DTx(1805 - 1880) −45.4 3.15 −40.89 8.9 15.23
3 g联合技术(1920 - 1980) −51.547 0.82 −31.07 91.9 10.26
DTx(2110 - 2140) −49 1。7 −21.45 One hundred. 8.592
无线网络(2390 - 2490) −42.4 10.7 −47.75 3.15 10.43
3.2。结果与讨论

射频调查、调频广播、GSM900 GSM1800, 3 g和wi - fi被认为是潜在有用的环境射频能量来源。GSM900显示最大峰值功率而调频和广播来源似乎严重依赖视距和wi - fi是非常依赖于用户流量。GSM900显示更高功率的上行而GSM1800和3 g在下行显示更大的权力。户外测量显示更高水平的GSM900和广播信号由于靠近基站和附近的视线从电视发射机。室内移动通信来源显示更少的电能,wi - fi来源表明,室内和室外都在相对恒功率测量,现在在校园里有许多来源。可用的能源在蜂窝通信乐队和wi - fi带显示最大数量的偏差取决于时间。这可以归因于动态用户流量。调频广播能源显示相对较低的偏差。

wi - fi源传输能量较低,通常发现在室内。这使得它们更适合室内能源采集设备和建筑物可穿戴电子产品和国内传感装置。另一方面,移动通信和广播动力资源可用于传感器在户外环境中由于更高的基站传输能量和全球无处不在。结果也证实了多波段天线的需要,以满足实际需求。

在上述分析的基础上,调频,GSM900, GSM1800和wi - fi乐队已经利用该微波设计。3 g带显示有前途的环境能量可用性,将纳入我们的微波作为未来的工作。

 4所示。天线设计 4.1。多波段双LP天线

从GSM900获取能量,GSM1800和2.4 GHz无线乐队,组成的多波段天线cross-dipole天线设计修改。cross-dipole天线选择基于其广泛的带宽,双向辐射模式,和双线性偏振(LP)的特点。天线是用在一个FR4基板相对介电常数为4.3和1.6毫米的厚度。PCB的大小是选为100×100 毫米 2 ,这是 0.3 λ 0 × 0.3 λ 0 在最低工作频率900 MHz。领结的半径和角度选择50 mm和形状 80年 ° ,分别。两双正交交叉偶极子印在每一方的PCB。天线是美联储的调查 50 Ω 同轴电缆。美联储的同轴电缆内导体金属板面和外导体连接底部的一面。偶极天线有一个平衡的拓扑,通常需要一个变压器连接到同轴电缆。然而,在这种情况下,带宽是有限的,天线被匹配 50 Ω 阻抗所以省略一个变压器结构不影响天线的整体性能。这样做也是为了保持简单和易于集成的立方微波结构。相同的饲养结构一直被应用在许多其他天线设计不使用变压器的cross-dipole同轴转换([ 10, 27- - - - - - 29日])。

一个简化cross-dipole是专为任意频率躺在900兆赫和2.4 GHz之间。拟议中的cross-dipole共鸣在1.6 GHz广泛的近800 MHz带宽。为了覆盖更多的乐队在更高频率(2.4 GHz),修改cross-dipole通过添加槽数不同的维度。图 7显示了修改后的偶极子的手臂与任意数量的插槽。这种转换的每个手臂cross-dipole弯折偶极子的数量由一个圆形的部分 l n + W n 证券交易委员会 θ n 和径向边缘 R n 在哪里 θ n 偶极子的手臂的角度。每个弯折偶极子的总长度的手臂可以估计 (2) l n + W n 证券交易委员会 θ t + R n = λ n 4 , 在哪里 θ t 交叉偶极子和的角度吗 λ n 的波长 n t h 频率获得使用暂停条线模型( 30.]。的参数 l n 计算出的弧长,可以吗 l n = R n θ n 。整个带宽可以增加通过增加宽度(cross-dipole中心角度),而每个乐队的带宽可以通过调整微调槽宽度。

开槽偶极子的手臂。

天线的设计迭代图所示 8。表 2显示了槽的优化尺寸添加到偶极子的手臂使天线在特定频率产生共鸣。模拟 年代 11 多个阶段的天线设计如图 9。可以看出,增加槽引入了多波段响应的数量;然而,天线的匹配是退化。为了克服这个打印空季度环添加到结构。

天线设计迭代,介绍多波段响应和空季度环槽的改进匹配。

参数提出了开槽cross-dipole天线。

谐振工作频率 R n W n θ n l n = R n θ n l n + W n 证券交易委员会 θ + R n λ n / 4
(MHz) (毫米) (毫米) (度) (毫米) (毫米) (毫米)
875年 43 4 65年 48.78 85.75 85.71
1730年 33 2 50 28.79 43.68 41.67
2100年 30. 2 45 23.56 35.44 35.71
2400年 15 2 40 10.47 28.08 31.25
天线的尺寸
W 一个 R 一个 θ 一个 R r W r
(毫米) (毫米) (度) (毫米) (毫米)
One hundred. 50 80年 4 1。6

模拟 年代 11 提出了天线与频率的不同的设计步骤。

空环明显能够提高天线的性能。它有助于在天线的匹配操作。匹配的性能很大程度上依赖于尺寸的戒指。达到一个好匹配感兴趣的频率宽度和环的半径使用参数优化分析4毫米和1.6毫米,分别。图 10显示了最终的天线设计及其维度。图 11显示了模拟和测量 年代 11 提出的多波段天线。添加空环改善天线的匹配性能,涵盖以下乐队:GSM900 (720 MHz到940 MHz), gsm - 1800 (1650 MHz到1760 MHz),和wi - fi (2.334 GHz 2.43 GHz)。个人多波段天线峰值增益为1.6,2.4,和5.3 dBi为0.9,1.73,和2.4 GHz。

提出了天线设计。(一)前视图。(b)侧视图。

模拟和测量 年代 11 该天线与频率。

由于正交天线展品双线性极化偶极子的安排。这允许从多样化极化天线来接收能量来源。图 12显示表面电流分布在感兴趣的频率。可以看出,当前流经最长的弯折偶极子在最低频率,反之亦然。图 13显示了2 d图时单个天线的辐射模式 14显示了模拟三维辐射模式。独立的天线的辐射模式。低频段的模式是类似的。的差异出现在更高的频率和主要归因于测量设备。同时,高阶模式在更高的频率导致更多兴奋叶在天线的辐射模式。

天线的电流分布。(一)875 MHz。(b) 1730 MHz。(c) 2400 MHz。

对比模拟和测量二维辐射模式XZ平面(左)和XY平面(右)在900年(a), 1730 (b)和(c) 2400 MHz。

3 d天线的辐射模式。

 4.2。调频波段天线设计

一个电感加载单极天线在FM 98 MHz是专为能量收获乐队。为了最小化否则大大小的FM天线的电感线圈加载添加到单极减少天线尺寸和提高性能。加感线圈放置在磁单极子而不是馈点还提供了更大的辐射效率。装载点的确切位置通常是基于带宽和尺寸要求。加载靠近饲料(33%或66%)提供了更好的辐射性能。然而,加载快结束时减少导致天线尺寸( 31日]。天线有10×10 厘米 2 底部反射器来提高收益。图 15显示了该天线的设计以及尺寸。

提出了加载单极天线的侧视图( l T = 55, l 毫升 = 37岁 l 太 = 11, l C = 7, l 年代 = 1, l G = 5, R C = 2)。

的加载点磁单极子的比例可以表示为低磁单极子天线的长度和总长度。 (3) 米 = l 毫升 l T 。

实现所需的共振 米= 0.67的尺寸减少到55厘米( 0.18 λ 0 )的加载与近160厘米时没有加感线圈。图 16显示了模拟和测量 年代 11 而获得增益为1.76 dBi天线。

模拟和测量 年代 11 加载单极天线。

多波段天线的射频组合已经完成使用1×4威尔金森力量组合器覆盖0.5到3 GHz的频率范围。4路组合器已经使用三个双向组合器的设计。每个组合器由三个半圆形的输电线路部分不同的宽度给宽带响应在感兴趣的频率范围。每个部分的输电线路阻抗和电阻值如表所示 3。它是在FR4基板上制作的厚度为1.6毫米,相对介电常数为4.3。的插入损耗、隔离、回波损耗和相位组合器的输入和输出端口如图 17的输出端口,端口1结合射频功率输入端口和端口2到5。合路器的港口是在正交设计安排,这样他们可以很容易地插入的能量收获立方体连接四个天线(图 (18日)和 18 (b))。拟议的力量组合器的缺点是退化在微波的输出电压由于输入信号的相位差异。在一个周围的环境中,可用信号的功率和相位在本质上是完全不可预知的和随机的,因此设计一种有效的力量组合器相当困难。在最坏的情况(即微波性能。,completely out of phase incoming signals) was simulated and the output voltage was noted to be lower than that in other cases. However, in real scenarios the ambient power is rarely completely out of phase and shows slight phase differences. In this work, the proposed combiner is utilized due to its superior performance over other combiner designs, simplicity of design, and ease of integration with the antennas and rectifier. The multiband and FM antennas are integrated to form a 3D harvesting node of the proposed harvesting system. The end product is a 10 × 10 × 10  厘米 3 55厘米立方体FM天线挂在上面。它还可以看到从图 18 (c)的板面立方体作为反射器的调频天线。这个立方排列的多波段天线能增加个人天线上涨至2.34,2.5,和6.3 dBi为0.9,1.8,和2.4 GHz,分别和微波几乎无方向性。

权力组合器参数。

参数 Z 1 Z 2 Z 3 R 1 R 2 R 3
价值 Ω 93.33 78.16 64.18 120年 220年 470年

模拟和测量S参数的合路器。(一)插入损耗和回波损耗在输入和输出端口。(b)隔离邻近和相反的输入端口。(c)传播阶段。

集成天线形成一个采集节点。(一)权力合路器。(b)与多波段天线合路器。(c)提出三维微波模块。

大量的结构(相邻天线,反对天线、三角和立方排列)进行分析的最终形式的能量收获节点。选择了立方结构由于更好的增益和辐射特性和易于集成的内部组件。天线的辐射特性分析附近的对方也已完成。0.9和1.73 GHz的能量收获立方体显示了整体获得从1.6增加到3 dBi 0.9 GHz和从2.4到4.72在1.73 GHz dBi,分别。同样,在2.4 GHz从5.3到4.9 dBi获得小幅减少。由于大小和位置的天线整体增益和效率后不会改变多少立方结构。获得辐射天线系统的效率约为90%,80%,和70%,GSM900 GSM1800,分别和wi - fi乐队。天线或天线类型安排的选择没有显著影响转换效率是衡量使用功率整流器的输入。天线布局决定着这个输入功率水平。

 5。整流器的设计

三个常用的微波整流拓扑包括单一系列二极管、电压放大器,Greinacher整流器。一个二极管优先当输入功率水平非常低,而Greinacher整流器用于应用程序涉及高功率处理。周围的功率范围从低到中等强度。因此,倍压器拓扑结构选择是由于其高功率处理能力,低输入电压要求(根据二极管),输出直流电压,翻了一番。电压倍压器建造使用Skyworks SMS7630二极管和100年nF Murata GRM188系列电容器。SMS7630具有低阈值电压和展品高灵敏度低输入功率水平,从而使它理想的力量获取应用程序。10 k的负载电阻 Ω 是选择,因为它代表了典型的物联网传感器的电阻值。整流电路是电子设计自动化软件的模拟,即先进的设计系统(ADS),准确地产生由于寄生电容模型。图 19显示了模拟复杂的输入阻抗电压倍压器对多个功率(−30 dBm 0 dBm) 10 k Ω 。它可以观察到,输入阻抗的实部和虚部减少与工作频率的增加,增加输入功率水平的增加。

倍压整流电压和频率的输入阻抗和输入功率为10 k Ω 负载。(一)实部。(b)虚部。

 6。匹配网络设计

多波段天线之间的阻抗匹配网络是必需的和整流电路四频段(0.098,0.9,1.8和2.4 GHz),目的是通过三重频带匹配网络的结合为0.9,1.8和2.4 GHz和一个单独的98 MHz的匹配电路。

6.1。三重频带匹配网络

匹配所需的三重频带匹配网络是复杂的整流器阻抗为0.9,1.8,和2.4 GHz 50 Ω 天线电阻。这是一个双重组合乐队阻抗变压器(金刚石钻头)和Dual-to-Triband阻抗变压器(DTBT)如图 20.( 32]。前者变换频率依赖复杂的负载(FDCL)在第一个两个0.9 GHz频段阻抗和1.8 GHz 50 Ω 虽然DTBT转换复杂的金刚石钻头输入阻抗在2.4 GHz的第三频段。

三重频带阻抗匹配网络的框图(TIMN)。

 但是。双波段阻抗匹配网络

,目的是获得一个封闭形式的解决方案,金刚石钻头的示意图如图 21在哪里 Z l 1 = R 一个 + j X 一个 和 Z l 2 = R b + j X b 。我将复杂的负载阻抗转换阶段 f 1 和 f 2 一对共轭复数阻抗” Z l 2 “这样 Z l 2 f 1 = Z l 2 f 2 ∗ 。

框图的双波段阻抗变压器(金刚石钻头)。

第二阶段的两个系列输电线路变换 Z l 2 阻抗, Z 0 阻力位在前两个频段。阶段我传输线的特性阻抗和长度得到使用以下方程组( 21]: (4) Z 年代 = R 一个 R b + X 一个 X b + X 一个 + X b R b − R 一个 R 一个 X b − R b X 一个 , l 3 = n ∏ + 反正切 Z 3 R 一个 − R b / R 一个 X b − R b X 一个 米 + 1 β 一个 。

第二阶段的输入阻抗是发现使用以下传输线方程: (5) Z 0 = Z 在 = Z 1 Z l 1 + j Z 1 棕褐色 β 一个 l 1 Z 1 + j Z l 1 棕褐色 β 一个 l 1 , (6) Z l 1 = Z 2 Z l 2 + j Z 2 棕褐色 β b l 2 Z 2 + j Z l 2 @ f 3 棕褐色 β b l 2 , 而II期获得TL参数使用以下方程: (7) l = l 1 = l 2 = ∏ β 一个 + β b , (8) Z 1 4 + b Z 1 3 + c Z 1 2 + d Z 1 + e = 0 , 在哪里 (9) b = 2 一个 R 0 X l 2 R 0 − R l 2 , c = R 0 R l 2 X l 2 2 − R 0 − R l 2 2 − X l 2 2 R 0 2 1 + 一个 2 2 一个 2 R l 2 R l 2 − R 0 , d = 2 一个 R 0 3 X l 2 R l 2 − R 0 , e = R 0 3 R l 2 2 + X l 2 2 − R 0 R l 2 R 0 − R l 2 。

(8)的价值 Z 1 ,可以用来找到的价值吗 Z 2 使用( 6)。的计算值TL参数如图 22。

示意图和原型的三重频带整流器(PCB大小:7×7.5 厘米 2 )。

 6.1.2。Dual-To-Triband阻抗匹配网络

为了匹配第三频段电路,如图 23,用作dual-to-triband阻抗变压器(DTBT)。它由Open-Circuit-Short-Circuit (OCSC)存根连同一系列传输线特性阻抗 Z 0 一样,这是系统的特性阻抗。

框图Dual-to-Triband阻抗的变压器(DTBT)。

DTBT并不影响阻抗匹配,已经实现了前两个频带通过金刚石钻头。最初,只有TL系列和OCSC-1存根。金刚石钻头的输入阻抗在第三频段是发现使用以下方程( 33]: (10) Z 在 1 @ f 3 = Z 1 Z l 1 + j Z 1 棕褐色 υ β 一个 l 1 Z 1 + j Z l 1 棕褐色 υ β 一个 l 1 = G 1 + j B 1 , 在哪里 (11) υ = f 3 f 1 , Z l 1 = Z 2 Z l 2 @ f 3 + j Z 2 棕褐色 β b l 2 Z 2 + j Z l 2 @ f 3 棕褐色 β b l 2 , Z l 2 @ f 3 = Z 3 Z l 3 + j Z 3 棕褐色 υ β 一个 l 3 Z 3 + j Z l 3 棕褐色 υ β 一个 l 3 。

的 Z l 3 代表了整流器的输入阻抗和 β c 在第三个频率传播常数。因为只有OCSC-1使用,因此, B 1 = B 2 和的值 B 3 可以计算使用( 10)和( 12),从而获得OCSC-1存根的特征阻抗的值。 (12) B 3 = 1 − Z 0 B 2 棕褐色 υ θ Z 0 B 2 + 棕褐色 υ θ − Z 0 2 G 1 2 棕褐色 υ θ Z 0 1 − Z 0 B 2 棕褐色 υ θ 2 + Z 0 G 1 棕褐色 υ θ 2 。

电长度” θ ”系列的输电线路可以使用( 13),它可以用来找到OCSC存根使用的特征阻抗( 14)。 (13) 棕褐色 υ θ = Z 0 B 2 ± Z 0 B 2 2 + 1 − Z 0 G 1 Z 0 2 B 2 2 + Z 0 2 B 2 2 − Z 0 G 1 Z 0 2 B 2 2 + Z 0 2 B 2 2 − Z 0 G 1 , (14) Y 一个 = B 3 棕褐色 υ θ 1 − 棕褐色 2 θ 1 床 υ θ 1 ,

的计算值 Z 一个 , Z b 可以使用( 15)和( 16)。 (15) θ 1 = 1 + 年代 ∏ 1 + r , (16) Z 一个 = Z b 棕褐色 2 θ 1 。

如果计算特性阻抗的物理可实现的范围之外 30. Ω 来 130年 Ω ,设计过程必须重复通过合并OCSC-2存根的假定 Z c 。相应的值 Z d 可以使用( 17)如下: (17) Z c = Z d 棕褐色 2 θ 1 。

总体设计过程可以概括如下:

金刚石钻头的输电线路参数取决于找到复杂的负载阻抗在前两个频段。

输入阻抗( Z 在 1 @ f 3 金刚石钻头的)第三频段决定使用方程或模拟。

这个值(即, Z 在 1 @ f 3 )用于计算TL系列的电长度其次是电长度的计算和特性阻抗的值OCSC-1 OCSC-2存根。

最初进行复杂的计算负载阻抗对应0 dBm输入功率从图中获得 19随后在广告设计优化实现三重频带匹配多个功率,即。−30 0 dBm。匹配网络的示意图和原型参数如图 22。提出的网络使用闭型方程与报道工作,仅仅依靠优化工具。cosimulation网络和整流后,0.762毫米厚的设计是捏造的罗杰斯RO4350B衬底 ε r = 3.48 。的 年代 11 网络分析仪测量使用安捷伦科技E8362B机构系列,如图 24。提出了三重频带匹配网络覆盖gsm - 900 (870 - 900 MHz), gsm - 1800 (1700 - 1730 MHz),和wi - fi (2360 - 2390 MHz)乐队为多个功率水平。测量结果的轻微变化可以归因于未知SMD电容和二极管的寄生。整流器的RF-DC转换效率计算使用以下方程: (18) η 射频 − 直流 = P 直流 P 在 , 在哪里 P 直流 是输出电力 P 在 是输入功率整流器。图 25显示了三重频带整流效率。实现更高的效率在0.9 GHz 1.8 GHz和2.4 GHz。这预计由于增加PCB损失在更高的频率。可以看出,周围的整流效率最高的输入功率电平−6 dBm。77%的最大效率在0.9 GHz, 74%在1.8 GHz, 54%在2.4 GHz得到这种力量的水平。虽然多频声输入不能提供由于设备限制,模拟结果显示了多频声输入。它可以观察到多频声输入的效率高于单独的单音信号输入。

模拟和测量 年代 11 的三重频带整流器 10 k Ω 负载。

RF-DC三重频带整流器的转换效率 10 k Ω 负载。

 6.2。调频整流器设计

调频整流器的匹配网络是一个集总LC电路优化实现−10 dB带宽FM带中心频率为98 MHz。所选值电感器和电容器的LC电路500 nH和3.9 pF,分别。

图 26显示了调频整流器的示意图和原型在罗杰斯RO4350B图制作的 27介绍了 年代 11 为多个功率水平。更好的匹配是实现高功率的最大带宽10 MHz−20 dBm。

示意图和调频整流器的原型(PCB大小:3.5×2.5 厘米 2 )。

模拟和测量 年代 11 FM的整流器 10 k Ω 负载。

在98兆赫模拟和测量效率值在图所示 28这强调了良好的相关性。80%的最大效率达到98 MHz的−6 dBm功率。

RF-DC调频整流器在98 MHz的转换效率 10 k Ω 负载。

 6.3。三重频带和调频整流集成

为了获取能量的同时从四个频段,调频微波和三重频带微波的直流组合设计。两个微波使用一个整流器,使完整的设计采用两个整流器。四个三重频带天线的功率相结合和美联储一个整流器在FM天线连接到一个单独的整流器。两个整流器的直流组合图所示 (29日)。图 29 (b)显示了伪造的原型后集成四波段整流器设计直流组合。底物是一样的用于三重频带整流器设计。的 年代 11 集成的多波段整流图所示 30.。有调频频率响应的转变比独立调频整流器响应如图 27因为额外的电容,介绍由于焊接匹配网络集总元件。测量中的重大转变三重频带响应仿真结果相比可以占焊损失和高频损失电容器电压倍压器电路的一部分。除此之外,PCB痕迹之间的寄生电容也导致测量结果左移位。图 31日显示的模拟和测量效率综合四频段在感兴趣的频率和多频声输入整流器。直流连接有一个负面影响,这可以归因于两个不同的微波单元的直流组合有不同的输出能力和效率。由于这,三重频带微波不能在其最佳效率运作。因为这个原因有10%左右的调频效率和减少近40%的退化模拟多频声效率。一种可能的解决方案来提高综合整流器的总效率可以提高个人效率的三重频带微波频段,因此,调频和三重频带整流器可以达到最佳操作。这可以通过整流器的布局优化设计,这也是未来我们研究小组的工作。

提出了多波段整流器。(一)示意图。(b)原型(PCB大小: 7 × 7.5 厘米 2 )。

模拟和测量 年代 11 集成的多波段整流器 10 k Ω 负载。(一)调频乐队。(b)三重频带。

RF-DC集成多波段整流器的转换效率 10 k Ω 负载。

 7所示。微波测量

集成的整流器连接到相应的天线(图 32)。一个典型的实验室在地面上 24 米 2 地区被选为室内测试环境。户外测试是在一个开放的平台上完成9米的高度。单一的多波段天线的微波测量以及集成的多波段和FM天线在室内和室外设置。

专用测试设置10−dBm的微波输入功率(a)使用单一的多波段天线元素,(b)单独的多波段天线元素结合调频微波,和(c)两个多波段天线元素(所有测量数据进行多频声来源)。

 7.1。专用源测试

6.5∼dBi对数周期天线(对数)的频率范围10 MHz-3 GHz用作传输天线。它连接到r和s SME06信号发生器发送不同的权力在所需的频率。微波模块放置在发射天线的远场。

多波段天线最初连接到r和s FS300频谱分析仪和接收到的功率而著称。提出天线之间的距离和源天线之间不同的校准输入功率水平−40 - 0 dBm。注意,这个功率是指电源整流器的输入。接下来,频谱分析仪被替换为直接连接的整流电路天线。微波模块从源天线的距离再次变化来衡量收获电压在不同输入功率水平。直流输出电压负载电阻在不同功率使用数字万用表测量。RF-DC转换效率的测量值被发现使用( 18),直流电源的输出 P 直流 发现测量直流电压的使用吗 (19) P 直流 dBm = 10 日志 V 直流 2 R l × 10 3 。

微波的能量收获使用单一天线如图 32(一个)。峰值电压为0.926 V是收获10−dBm的输入功率。多个射频源已经被用于生成所需频率的信号(900、1730和2400 MHz)−10 dBm。图 32 (b)显示了测试设置使用专用的多波段和调频微波源。可以看出,收获电压大幅增加是由于增加的FM带类似的输入功率。这是因为效率高的多波段整流器在FM频率。图 32 (c)显示了两个多波段微波的测试设置使用一个专用的来源。由于nonavailability四个信号发生器,测试是使用多波段天线的只有两个立方体结构。一个多频声源放置在每个天线与信号事件各方建立一个周围的环境。输出整流电压为2.38 V,这就是微波产生的电压两倍多使用单一多波段天线(图 32(一个))。这证明使用四个天线将大约四倍的电压输出。同样的FM天线与立方微波将添加到输出电压。理论上测量电压应该增加4倍后天线的数量翻一倍。然而,由于固有的损失功率整流器的合路器和效率的限制,一个较小的值(2.38 V)实际上是实现。需要指出的是,所有收获的结果输出电压与专用的来源获得,同时保持水平的输入功率10−dBm感兴趣的频率。这已经完成测量和保持一致,由于信号源实现更高的信号电平的局限性。恒功率水平是确保通过定期改变微波和源天线之间的距离达到10−dBm功率整流器的输入。

 7.2。环境测试

微波测试也在开展semiurban大学校园。测试网站约300米距离最近的蜂窝塔和5米距离最近的wi - fi来源。测量环境功率变化约60 dBm−−15 dBm相关频段平均功率电平−15 dBm使用提出的天线。图 33(一个)提出了微波的显示了测试设置环境射频源的存在。微波的输出电压与单个天线记录是92 mV。环境微波测试三维立方体结构也有和没有进行调频微波。多维数据集和多波段天线的测量设置如图 33 (b)。123 mV的输出电压,这是更高的比单一的多波段天线。数据 33 (c)和 33 (d)显示完整的环境测试设置立方微波包括FM微波。后获得的输出电压deembedding射频电缆用于调频天线是315 mV,高于先前的情况下。可以看出调频输入电压显著增加了收获即使中可用的环境力量FM带低于沟通乐队,作为讨论的部分 3。输出电压的增加可以归因于调频整流器的效率高,如图 31日。

周围环境测试设置使用(a)单多波段的微波天线元素,(b)提出了多维数据集微波没有调频天线,(c)提出了多维数据集微波(打开),和(d)提出了多维数据集微波(关闭)。

环境测量的平均可用功率使用提出了天线近−15 dBm。收获的直流电源天线计算使用(−20.035 dBm 19),直流电压和负载电阻作为315 mV 10 k Ω ,分别。使用( 18),微波为环境的整体转换效率测量发现31.3%在−15 dBm。这是多频声效率,因此高于个人效率在每个频带除了FM带。结果是按照模拟的效率值四波段整流如图 31日。整体效率的退化造成的损失是由于直流两种不同的微波的组合。

 7.3。比较性能分析

比较该整流器的现有的拓扑呈现在图 34。整流器提出三重频带至少比设计更有效率10%报告在 10, 11, 13, 36]虽然有40%的提高整流器的效率在2.4 GHz相比 20.]。

转换效率的比较提出整流器与现有的拓扑。

表格比较提出了微波和一些最近的微波设计表 4。可以看出,该设计是唯一一个从FM带连同GSM900收成能源,GSM1800和wi - fi乐队。它不仅使小型化调频元素还集成了整体结构。此外,输出的混合组合和两个天线的结果在一个输出电压高达2.38 V的输入功率−10 dBm专用的模式。微波还显示315 mV收获电压环境设置平均可用功率−15 dBm的环境。虽然这不足以传统物联网设备供电电压,提高电路的集成与微波模块和电源管理单元可以大大提高收获电压。演示的使用提出的微波环境设置一个物联网传感器被设想为未来扩展这项工作。集成多个3 d挂载微波模块使得该设计适合能量收获物联网应用程序。

比较微波与相关的设计。

Ref。(年) 频率(GHz) 随机极化接收能力 使用类型的匹配网络 输入功率(dBm) 最大RF-DC转换效率(%) 在多频声输入最大转换效率(%) 最大收获直流输出电压(V)
( 10)(2016) Six-band 0.55, 0.75, 0.9, 1.85, 2.15, 2.45 双重CP 为每个乐队集中匹配 30到−−5 67−5 dBm 80−5 dBm 0.663−15 dBm
( 11)(2018) Triple-band 2.1, 2.4 - -2.48, 3.3 - -3.8 LP 微分相匹配 −20 - 0 53在−13 dBm 不可用 不可用
( 12)(2017) 宽带0.9 - -1.1和1.8 - -2.5 双重LP 不习惯 −25为0 60 0 dBm 不可用 不可用
( 13)(2015) 四人0.9,1.8,2.1,2.4 双重LP 为每个乐队集中匹配 −20 - 6 84年5.8 dBm 84年5.8 dBm 0.9−15 dBm
( 34)(2018) 三重频带0.9,1.8和2.1 线性 基于优化的TL匹配 35−−10 56个10−dBm 55 10−dBm 0.75 10−dBm
( 35)(2017) 三重频带0.9,1.8和2.1 线性 基于优化的TL匹配 −30至10 40 10−dBm 81−30 dBm /基调 0.6 500年 μ W / 米 2
( 15)(2013) FM带81.9 - -84.7 线性 集总元件匹配 NA NA 单音信号输入 1.72−20 dBm
( 16)(2017) FM带88 - 108 线性 集总元件匹配 −35到10 74年5 dBm 单音信号输入 0.619在14.2 dBm
( 17)(2019) FM带88 - 108 线性 集总元件匹配 −20至10 56在0 dBm 单音信号输入 1.5 (0 dBm
这项工作(2019) 四人0.098,0.9,1.8,2.4 双重LP 闭型方程建立TL匹配 −30 0 69−6 dBm 40 10−dBm 2.38 10−dBm
8。结论

提出了一种新型多波段三维微波射频能量收获使用修改后的cross-dipole天线和一个基于传输线的三重频带匹配网络设计为多个功率和频率乐队使用封闭形式方程。70%的微波达到最大测量效率−6 dBm输入功率在98 MHz,而环境微波测量显示在多频声输入效率最高达到31.3%。将会呈现出一种类似RF-DC转换效率和更高的输出直流电压相比,最近出版的设计。此外,接收天线的设计和三重频带阻抗匹配网络是基于闭型方程成为自然和通用可扩展到任何所需的频率范围。三维立方结构提高天线增益,使微波收获更大的能量从四面八方。这是第一个发表微波设计能够收获能源的FM带以及GSM900 GSM1800和wi - fi乐队。多个3 d挂载微波模块的集成使得它适合推动物联网传感器在实际场景。

 数据可用性

使用的数据来支持本研究的发现可以从相应的作者。

 的利益冲突

作者宣称没有利益冲突有关的出版。

 确认

这个工作是通过高等教育资助委员会(HEC),国家大学(NRPU)研究项目资助计划项目。9971年,名为“射频能量收获物联网(物联网)应用程序。

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