Georadar地下探测是目前最有效的无损检测方法之一。用于检测、定位和监测不同吸收系数介质的边界、被探测介质中的物体、各种涂层中的缺陷等。[ 1- 7]。实现它的一种选择是全息超宽带探测，基于使用具有合成孔径的雷达(GPR) [ 3- 7]。这种关于地下探测的雷达技术的想法是基于超宽带信号的发射，并记录来自介电常数不同的被探测介质边界下的物体的反射结果。在这种探测方式下，反射信号包含了有关介质不均匀性的最完整的信息。反射信号的处理获得的连续扫描的表面下研究允许一个重建的三维分布的界面下非均质性对媒体。

现代georadars的工作频率范围通常在50 - 2000 MHz频段，这是探测深度(数十米)和分辨率(数十厘米)之间的折中[ 4， 五]。然而，更高频率的工作频率在10ghz以上的georadars也是已知的。这类系统的一个例子是IDS(意大利)为采矿业提供的产品，其操作频率约为17千兆赫，目的是监测采石场斜坡的动态，并预测其中可能发生滑坡的情况。

在实际使用中georadars的，这取决于之类的问题需要解决，所需的探测深度和分辨能力，并与它的超宽带信号的载波频率被确定相关联。在这方面，所述地下的必要元素探测系统与合成孔径[ 五]应形成的信号允许与所需的分辨率和在给定的频率范围内的装置的输出信号的频率的快速调整的多通道系统。多信道系统中形成的georadars的信号与合成孔径的一般化框图显示于图 1。

对于调制超宽带探测信号(从两个带有一个载波的信号)，信号形成的几个通道的使用是必要的 f c 和调制 f 米 和产生外差输出信号的收发模块与频率 f h 。此外，为了提供同相反射信号的处理中，形成剂必须确保所合成的信号的每个信道的相干性。此条件是通过使用参考频率的一个共同的高稳定源实现 f [R Ø 基于精密石英振荡器。

对合成孔径探地雷达信号形成通道的选择是一项独立的任务，需要进行详细的研究。它的相关性是由于信号前者必须提供的一些要求。其中之一是由低水平的离散寄生谱分量和相位噪声所决定的所形成信号的允许光谱特性。当实现这些目标时，探地雷达接收轨道的灵敏度将显著提高，并且在已有外部干扰的背景下提取反射信号(通常与有用信号相加)的过程将得到简化。

一般情况下，各种无线电系统的信号形成通道都是根据图中所示的广义结构方案来构造的 2。采用以下型号:RO:参考石英振荡器;FGF:频率网格的前者;FM1和FM2:分别是参考振荡器的频率乘子和频率网格的频率乘子。

一个有前途的方法来实现对地质雷达信号的形成是混合渠道基于直接数字频率合成和间接频率合成的方法。直接数字合成方法是基于直接数字合成器(DDS)的使用，间接基于锁相环(PLL)的频率合成器的使用[ 8- 13]。按照用于信号形成信道的广义结构方案（图 2)， DDS执行频率网格的前一个函数，锁相环为输出频率乘子FM2。作为参考振荡器FM1的倍频器，通常使用具有较小倍增因子的晶体管级联。

频率合成的混合方法可以显著减少用于分别形成信号的每一种方法的缺点所带来的影响[ 13]。在所考虑的情况下(直接数字合成法和间接合成法的结合)，前者将改进最大合成频率值及其分辨能力的参数。

数据 3- 五给出基于直接数字和间接频率合成方法相结合的混合频率合成器的信号形成通道的基本框图。它们反映了在锁相环中打开DDS的主要方式:作为一个参考锁相环振荡器(图) 3)，反馈回路中的分频器(图) 4)和支持振荡器的PLL(图 五)。在图上可以采用以下名称:PD:鉴相器，LPF:低通滤波器，VCO:压控振荡器，FD:分频器，Mix:混频器。

在通道的形成是由显著乘法在PLL提供的输出频率范围的信号，并为高频率分辨率的这些电路是由DDS提供。参考振荡器的频率的乘法是必要的，以实现所述PLL，它提供了成形的合成信号的更好的噪声特性的相位检测器的比较的最大频率。

在电路中如图所示 4，由于VCO可能的高频和DDS时钟频率的现有限制，其频率预分器被使用。方案的混合与DDS频率合成器作为支持振荡器的锁相环,分裂系数的分频器FD1选择基于需要确保平等之间的比较频率相位侦测器和混频器输出之间的差频VCO和DDS的输出频率。该电路中的频率倍增器(FM2)被设计成DDS的高时钟频率，并保持器件信号的相干性，这可以被使用一个额外的参考频率源的偏压电路中断。反馈电路中使用分频器FD2来提高VCO的输出频率。

利用基于混合频率合成器的合成孔径雷达信号形成通道的不同实现方式提供了高技术参数(速度、分辨率和合成频率范围)，但合成信号的光谱纯度不够。在这些器件的合成信号频谱中，相位噪声和(尤其重要的)大量离散寄生光谱成分的存在很大程度上是由于DDS的贡献。

在DDS的输出频谱中，以寄生相位调制形式出现在时域中的频谱分量是最不需要的。其中包括相位码的截断和不稳定因素的影响所造成的离散寄生谱成分，以及与量化效应有关的噪声成分和合成器单元的噪声[ 14]。

改进包含一个DDS信号膜剂的光谱特性的一种有效的方法是使用自动补偿相位失真的方法（ACPD） 15- 18]。这种方法对DDS的想法是基于隔离寄生的时钟频率相位调制的频谱输出信号的数模转换器,其比较的输入时钟频率合成器(没有相位失真)和控制信号的形成。这个控制信号随后被用来改变锁相环中VCO的调制电压，从而补偿DDS输出信号的相位畸变。

图中给出了DDS的ACPD控制信号形成路径的一种实现框图 6。采用下列名称在图:CG:时钟发生器或源的时钟频率,DAC:数模转换器,Tr:触发器,DC:微分电路,答:放大器,FWR:全波整流,PDA: autocompensator相位检测器,LPFA: autocompensator的低通滤波器,和子:减法器(低通滤波器之间的锁相环循环和VCO)。

ACPD中信号的预检测处理旨在通过振幅和形状消除参考(时钟)和信息(DDS的DAC输出)信号之间的差异，同时保持相移与控制轨道中分配的相位畸变成比例。

在混合合成器中使用DDS的ACPD电路的主要有用效果是将器件输出信号频谱中的离散寄生谱成分的电平降低10-15 dB。然而，这种电路的使用也使得降低相位噪声水平成为可能[ 16- 18由DDS的重要贡献引起，这取决于它的传输系数和锁相环中所包含的位置。

的信号的相位噪声的电平的主要特征是它们的光谱功率密度（SPD） 小号 φ （ F载波频率附近),根据解谐 F对于不同的输出频率值[ 19- 22]。为了研究所研究的混合频率合成器的噪声特性(图) 3- 五利用DDS的ACPD，编制了具有所有工作相位噪声源的等效函数方案。在图 7表示信道的用于形成具有DDS信号作为PLL的基准振荡器，在图的等效线性化电路 8，将DDS作为锁相环的反馈环路的分频器，如图所示 9-与DDS作为支持振荡器的PLL。各方案采用以下名称: Φ 我 :各信号形成单元块的相位偏差; n 我 ：参考振荡器的频率乘法器的乘法因数; ķ d d 小号 : DDS的传递系数; ķ P d 和 ķ P d 一种 : PLL和ACPD探测器特性的陡度; ķ V C Ø 的陡度VCO的调制特性; ñ 我 :锁相环分频器的分频系数; 中号（ p), 中号 一种 （ p)为PLL滤波器和ACPD滤波器的传输系数; n 一种 一种 为A2放大器的放大系数。

在提出的等效电路的基础上，基于DDS的ACPD混合频率合成器，得到了研究的合成孔径雷达信号形成通道构造变量的噪声特性的数学模型。人们相信 中号 一种 （ p) = 中号（ p), ķ P d 一种 = ķ P d 。

为如图所示的电路 7的噪声特性的数学模型被定义为 （1） 小号 F 小号 1 F = 小号 [R Ø F · n 2 К d d 小号 2 + 小号 F 中号 F · К d d 小号 2 + 小号 d d 小号 F · 1 - n 一种 一种 2 2 + 小号 P d F + 小号 F d F + 小号 Ť r 1 F n 一种 一种 2 + 小号 F w ^ [R F n 一种 一种 2 2 + 小号 Ť r 2 F n 一种 一种 2 + 小号 P d 一种 F · n 一种 一种 2 · H 31 F 2 + 小号 V C Ø F H 32 F 2 ， 哪里 小号 我 :各信号前块的自身相位噪声; H 31 p = H 1 p ñ / 1 + H 1 p :外部噪声锁相环的传递函数; H 32 （ p ） = 1 / 1 + H 1 p ：所述PLL为内部噪声的传递函数; H 1 （ p ） = 中号 p ķ V C Ø К P d / p ñ :开放锁相环的传递函数。

为如图所示的电路 8的噪声特性的数学模型被定义为 （2） 小号 F 小号 2 F = 小号 [R Ø F n 2 + 小号 F 中号 F + 小号 P d F + 小号 F d F К d d 小号 2 + 小号 d d 小号 F · n 一种 一种 2 - 1 2 + 小号 Ť r 1 F n 一种 一种 2 + 小号 F w ^ [R F n 一种 一种 2 2 + 小号 Ť r 2 F n 一种 一种 2 + 小号 P d 一种 F · n 一种 一种 2 · H 31 F 2 + 小号 V C Ø F · H 32 F 2 ， 哪里 H 31 （ p ） = H 1 p ñ / 1 + H 1 p К d d 小号 ， H 32 （ p ） = 1 / 1 + H 1 p , H 1 （ p ） = 中号 p ķ V C Ø К P d К d d 小号 / p ñ 。

为如图所示的电路 9的噪声特性的数学模型被定义为 (3) 小号 F 小号 3 F = 小号 [R Ø F · n 1 + n 2 К d d 小号 ñ 2 2 + 小号 F 中号 1 F + 小号 P d F + 小号 F d F + 小号 中号 我 x F + 小号 F d 2 F ñ 2 2 + 小号 F 中号 2 F К d d 小号 2 ñ 2 2 + 小号 d d 小号 F · 1 - n 一种 一种 2 2 + 小号 Ť r 1 F n 一种 一种 2 + 小号 F w ^ [R F n 一种 一种 2 2 + 小号 Ť r 2 F n 一种 一种 2 + 小号 P d 一种 F · n 一种 一种 2 · H 31 F 2 + 小号 V C Ø F · H 32 F 2 ， 哪里 H 31 （ p ） = H 1 p ñ 2 ñ / 1 + H 1 p ， H 32 （ p ） = 1 / 1 + H 1 p , H 1 （ p ） = 中号 p ķ V C Ø К P d / p ñ 2 ñ 。

为了从理论上描述信号发生器各个链路的固有相位噪声水平，使用了其相位噪声的SPD近似，这极大地简化了它们的研究，并允许我们在相位噪声水平方面比较不同的方案。参考振荡器、受控发电机、鉴相器、分频器、乘法器和频率混频器的相位噪声SPD的基本模型载于[ 19- 21，中，DDS中相位噪声的SPD模型[ 22]。

对基于ACPD的混合频率合成器信号形成信道构造方法的噪声特性进行了建模和比较分析。对于所考虑的电路，使用参考石英振荡器的频率值 f [R Ø = 100mhz为混合合成器的VCO输出频率的三个值 f F 小号 = 500,2000，和3500mhz。

作为DDS的建模中，使用具有12位DAC的AD9914积分合成器的参数。作为PLL使用了ADF5355合成器，其具有VCO的调制特性的斜率的参数 ķ V C Ø 15 MHz/V，探测器特性的陡度 ķ P d = 1，和LPF的截止频率 f 大号 P F = 10兆赫。

数字 10图中显示了混合频率合成器在DDS的ACPD电路作为锁相环的参考振荡器存在(点曲线)和不存在(连续波)时的噪声特性 11对于电路中以DDS作为分频器的锁相环反馈电路，如图所示 12用于以DDS作为锁相环支持振荡器的电路。在这种情况下，一阶滤波器被用作PLL和ACPD的滤波器。

从所获得的图形的依赖关系可以得出，用于设备的所考虑的电路，在1kHz的从载波振荡的失谐，这取决于器件的输出频率的输出信号的相位噪声，其特征在于水平减去100 - 零下130分贝，这是一个很好的指标。据发现，随着器件的输出信号的频率，在其相位噪声的比例的增加，观察到。

所提出的方案的最低相位噪声有一个以DDS作为锁相环支持振荡器的混合频率合成器，和一个以DDS作为锁相环参考振荡器的最大相位噪声。这是由于锁相环反馈回路中的裂变因子在这些电路之间的显著差异造成的。

同时，三种方案中相位噪声自补偿程度最高的是一个以DDS作为参考振荡器的混合合成器。这是由于在给定的方案中，DDS在SPD中的固有贡献相对于其他器件的相位噪声具有优势。此外，可以看到，随着输出信号频率的增加，信号发生器的所有电路对输出信号相位噪声的自补偿程度都略有下降。

理论价值的最大抑制相位噪声输出信号频谱的提议的变异信号形成渠道建设的基于混合与DDS频率合成器作为参考振荡器的锁相环13分贝,对DDS作为分频器电路的反馈电路是10 dB和DDS的方案作为支持振荡器的锁相环的特点是一个值为6 dB ( 23]。

实验结果证实了利用混合频率合成器作为合成孔径雷达信号发生器的有效性，以及采用自动补偿的方法来改善其噪声特性。